模擬信號設計注意事項

        對工程師來說，模擬量測量信號鏈設計通常都是一個很大的挑戰(zhàn)。即使是由一個電阻式傳感器和一個數(shù)模轉換器構成的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)這樣簡單的信號鏈，也要處理許多復雜的因素才能實現(xiàn)一個有效的測量。當使用不同的傳感器時，這些問題解決起來會更復雜。本文將討論開發(fā)人員使用不同類型的電阻式傳感器實現(xiàn)精確測量時需要解決的各種問題。

        簡單來說，在所有使用電阻式傳感器的系統(tǒng)中，模擬信號鏈或多或少都類似于如圖1所示。

 
圖1：基本模擬信號鏈

        雖然所有的信號鏈在一個模塊水平上看起來很像，每個模塊的參數(shù)會根據(jù)各種不同因素而不同。其中最重要的一個因素是需要考慮經過傳感器的電阻值變化(并因此帶來的電壓改變)，其次是物理數(shù)量的變化、傳感器到測量系統(tǒng)距離的變化(例如，由于導線電阻引起的測量誤差)，以及該系統(tǒng)要求的精度、干擾類型、所需精度。這些因素決定了所需激勵的類型、傳感器連接到測量電路的方式、預處理電路和模數(shù)轉換器所需的增益、需要的濾波器類型以及截止頻率、分辨率和模數(shù)轉換器輸入范圍。

        讓我們看看不同的傳感器和相關模擬信號鏈使用時的注意事項，先看一下熱敏電阻。熱敏電阻在不同溫度下是極其非線性的。阻值隨溫度變化的關系是復雜的非線性函數(shù)，如下所示：

        這里T是溫度，R的阻值。A、B、C是某種熱敏電阻器所特有的常數(shù)。由于該方程算法復雜，在一個單片機實現(xiàn)它是不明智的。因此，通常實現(xiàn)這個算法的方式是使用查找表來對應阻抗和溫度。然后使用分段算法計算出溫度。雖然由于增益變化和偏置可能有測量錯誤，但這些錯誤對于基于熱敏電阻的溫度傳感器要求的精度來說是可以忽略的。增益變化和偏移的問題我們將在這篇文章后面RTD部分介紹。

        說到電阻的測量，可以有多種直接測量方式，如圖2所示。

  
圖2(a)、2(b)，2(c)：電阻測量拓撲結構

        圖2(a)中所示的拓撲結構是使用一個電壓DAC來激勵電阻分壓器。電路中一個電阻是傳感器本身，另一個電阻是已知阻值的參考電阻。這種結構是可行的，然而，單端測量有一些不完善的地方。其中之一是地會在靠近傳感器的Vss和實際供給模數(shù)轉換器的Vss之間偏移，這將導致一個偏移量。

        另一方面，如圖2(b)，當ADC的–ve輸入離電阻較近時，模擬地和ADC的地是相同的。由于差分線會彼此接近，直到傳感器，任何加進來的信號都將被復制到另一個上面。使用差分測量結構測量這個信號時，因為它是一種共模信號，所以就抵消了。在這個圖中另一點要注意的是，當測量經過Rsensor的電壓時，+ve輸入要貼近傳感器本身。這可以保證不存在由于導線電阻引起的測量誤差。

        圖2(c)顯示的結構是使用電流DAC來激勵傳感器。經過傳感器的電壓測量會提供一個準確的電阻值測量。就外部組件需要數(shù)量而言，電流勵磁是最好的結構。它不需要任何參考電阻。然而，如果要校驗系統(tǒng)增益誤差，就需要一個外部電阻。請注意，對于那些不需要很高精度的應用，沒有必要進行增益誤差補償，因此外部參考電阻也不是必要的。

電阻溫度探測器(RTD)

        RTD (電阻溫度探測器)在0o C時阻值為100歐姆，溫度上每度的變化引起將近0.385歐姆的變化。由于RTD電阻較低，因此走線電阻的影響在準確性方面起著非常重要的作用。RTD使用恒流源激勵。經過RTD的電壓是可以測量的，可以用3線或4線方法，這取決于從測量系統(tǒng)到RTD的并行導線數(shù)目。由于RTD放在遠離測量系統(tǒng)的位置，考慮到電線成本，一般使用3線測量方法。圖3顯示了RTD的3線測量接口框圖。

 
圖3：3線 RTD測量

        在圖3中，當電壓在第一通道測量時，測到的不單是經過RTD的電壓。事實上，它測量到的是經過RTD及IDAC和RTD之間線阻的電壓降。線阻引起的誤差可以用多種方式處理。一種方法是手動測量線阻，然后把它儲存為一個常數(shù)。每一次測量執(zhí)行時，減去該電阻。另一種方法是測量RTD正極和數(shù)模轉換器輸出腳之間的電壓降。如果電線是同一規(guī)格，那么他們就會有相同的阻抗，測量到的經過傳感器電壓可以減去前一步測量的電壓。可是，如果電線是不對稱的，仍然可能會有一些誤差。而且，這種方法將消耗一個額外的引腳來連接DAC的輸出腳到ADC的輸入。

 
圖四：4線RTD測量

        對于確測量，推薦圖4所示的4線配置。正輸入負輸入都要靠近RTD，從而消除由于導線電阻引起的誤差。設計RTD的信號鏈時，信號鏈的輸入阻抗需要很高，這樣輸入電流可以忽略不計。如果ADC的輸入阻抗較低，信號在連接ADC之前應該反饋到buffer。

        如前面提到的，系統(tǒng)會有一個偏移，其隨溫度而有所不同。隨溫度的偏移/漂移和低頻噪聲可以使用相關雙采樣(CDS)來消除。使用CDS，首先衡量零參考偏移(測試時兩個輸入都短路)，然后測量經過傳感器的電壓。在圖3和4中，要測量零參考信號，ADC的連接到1通道。當測量到經過傳感器的電壓時，它包括實際的熱電偶電壓、偏移和噪聲(方程1)。在圖3和4中，它是通道0測量到的電壓。

VR_Signal = VRTD + VN + Voffset  -- (1)
VR_Signal = VRTD + VN + Voffset  -- 方程(1)

方程2給出了零參考讀數(shù)。

VZero_Ref = VN + Voffset  -- (2)
VZero_Ref = VN + Voffset  --方程(2)

方程3給出了之前的零參考取樣和目前測量的零參考之間的關系。

VZero_ref_Prev = (VN + Voffset)*Z-1 -- (3)
VZero_ref_Prev = (VN + Voffset)*Z-1 –方程 (3)

然后，方程(4) 給出了當前測量的傳感器電壓和之前的零參考信號之間的區(qū)別。

Vsignal = (VRTD + VN + Voffset) - (VN + Voffset)*Z-1  --(4)
Vsignal = VRTD – (VN + Voffset)*(1-1/Z) –(5)
Vsignal = (VRTD + VN + Voffset) - (VN + Voffset)*Z-1  --方程(4)
Vsignal = VRTD – (VN + Voffset)*(1-1/Z) –方程(5)

由于偏移量對于連續(xù)采樣來說是一個常數(shù)，方程5則導出方程6。
Vsignal = VRTD - VN*(1-1/Z) – (6)
Vsignal = VRTD - VN*(1-1/Z) – 方程(6)

采用雙線性變換，Z =(1 + sT / 2)/(1-sT)，這里T是1 / fsample，方程 6可以寫成方程7。
Vsignal = VRTD – VN*(2s/(s+ 2fsample) – (7)
Vsignal = VRTD – VN*(2s/(s+ 2fsample) – 方程(7)

        如果我們分析方程7，它是一種高通響應。另一方面，ADC有一個低通響應。這可以幫助減少系統(tǒng)總體噪聲。同時，我們看一下圖4的結構，很明顯，系統(tǒng)精度完全依賴于IDAC的準確性。如果IDAC 偏離5%，計算結果也將偏離5%。在測量中叫做增益誤差，對于絕大多數(shù)系統(tǒng)來說是不可以接受的。還有其他因素也會帶來增益誤差，ADC和它的參考精度是最大的因素。如果ADC的參考精度只有1%，所有使用這個ADC的測量將會有1%的增益誤差。在這里，因為我們討論的是溫度測量，所以漂移將是更難的問題。

        避免這些不同增益誤差的最佳方式是選擇更高精度的參數(shù)。0.1%精度的電阻可以用于減少誤差。圖5顯示了其結構，其中連接了校準電阻。

 
圖5：帶增益誤差補償?shù)?線RTD測量

        電流首先通過參考電阻，測量到了電壓，從而測量出其阻值。這很容易引起先前討論過的測量誤差。然而，在下一步中，同一電流通過RTD，使用相同的設置測量電壓。這兩個ADC測量的比率除去存在的增益誤差，因為RTD的電阻測量是由參考連接到參考電阻組成的。系統(tǒng)精度現(xiàn)在取決于使用的參考電阻的精度和公差。

毫伏級測量需要考慮的因素

        到現(xiàn)在為止，我們已經討論了在高精度系統(tǒng)中設計精密模擬測量時所面臨的挑戰(zhàn)，這里的測量范圍通常是伏特級的。有的系統(tǒng)測量范圍為mV級，這對于設計人員來說是一個全新的挑戰(zhàn)。這種系統(tǒng)的一個很好例子就是測壓元件。測壓元件是這樣一些傳感器：它們把作用于它們的負載轉換成電信號。通常用于體重測量的數(shù)字秤。典型的測壓元件是四電阻應變片橋結構。傳感器由兩種電壓激勵終端激勵，基于應用于傳感器的壓力，在測量終端會建立一個小電壓。測壓元件的輸出電壓范圍通常為mV / V，這是1V激勵磁電壓的輸出范圍。

        讓我們舉一個例子，一個2mV / V的測壓元件，測量最大重量為10千克。如果用戶使用一個5V的輸入作為激勵，那么凈輸出電壓范圍僅僅是10mV。這意味著即使測壓元件正在承受一個10公斤的壓力，輸出也僅僅是10mV。為了解決在這個10mV的范圍接近16位精度，這意味著我們需要減少ADC范圍來適合這種輸入調整。

        最常用的方法是使用增益來放大輸入信號，以適應ADC的范圍，從而在一個較小的范圍實現(xiàn)更多位數(shù)。例如，先前討論過的10mV測量范圍，使用一個通常有0 + / - 1V范圍的ADC，用戶可以使用增益放大器實現(xiàn)接近100倍的信號放大。

        當ADC測量1V的動態(tài)范圍時，一個20-bit分辨率的ADC看到的電壓最小是1uV。當用增益來提高范圍時，增益也會放大噪聲，使它變大有可能會影響ADC的測量。這種噪聲影響了ADC在這個增益設定中可以提供的可用位數(shù)目。因此，我們必須根據(jù)所需增益設置選擇最佳ADC分辨率。

        通常用于測量測壓元件輸出的是Delta Sigma (DelSig) ADC和低通濾波器。一些DelSig ADC，例如賽普拉斯PSoC3和PSoC5器件包含的，他們可以在Delta Sigma調制器本身增加增益。這種情況下，ADC上增益的影響將會改變ADC的輸入范圍從0 + / - 1.024V 到0+ / -0.512V。因此，我們可以在ADC調制器本身達到更高增益。這樣做還具有冗余優(yōu)勢。當我們在ADC調制器增加增益時，就可以減少ADC帶寬。這對于傳感器測量來說不是重點，這是由于傳感器更新速率要小得多。然而，減少帶寬是一種優(yōu)勢，因為它用作低通濾波器，不允許噪聲進入系統(tǒng)。

        測壓元件接口另一個主要問題是增益誤差，因為輸出信號范圍依賴于激勵電壓。在測量中，激勵電壓的一個很小變化都可以引起類似比例的增益誤差。如果信號測量和激勵電壓比率相反，我們就能避免這些。可以通過兩種方法實現(xiàn)：

1)我們可以分別測量信號與激勵電壓，然后計算出比率，從而得出增益誤差。然而，這種方法需要在兩個信號之間的ADC復用。另一個問題是我們測量的信號幅度是10mV范圍，激勵磁電壓是伏特級的。這將意味著動態(tài)改變增益設置和ADC范圍參數(shù)，在大多數(shù)模擬系統(tǒng)中很有可能是不明智的。

2)另一種實現(xiàn)方式是把參考連接到ADC本身。一般ADC都有一個參考引腳，連接到一個外部參考。ADC的每次測量都會關聯(lián)到參考。因此，如果我們提供激勵電壓或它的派生值作為參考連接到ADC，我們就能得到信號的比率測量。

 
Figure-5：測壓元件接口電路

數(shù)字濾波

        我們討論了模擬信號鏈中避免噪聲和其他誤差源的幾種方式。獲得無噪聲輸出的最后階段之一是可以使用固件數(shù)學濾波器來平衡噪聲。簡單的實現(xiàn)方式是移動平均濾波器，使用隊列，輸入值在一側保持數(shù)據(jù)流，舊數(shù)據(jù)從另一側排隊下降。在任何給定的時間內，濾波器的輸出是隊列中所有單元的平均值。

 
圖6：移動平均濾波

        移動平均濾波是一種最簡單而又最有效的濾波器，可以在測量系統(tǒng)中實現(xiàn)更高的噪聲抑制。缺點是有一個恒定的延遲，它和使用的隊列深度成正比。這就意味著在輸出端，n個單元移動平均濾波就要占用n個周期來反映出來。如果有較大的變化并且輸出反應較慢就可能會有誤解。這種情況可以通過變化時使用閾值條件檢查來避免。在某一特定時間，如果輸入變化超過一個閾值，整個濾波器重新啟動，新的數(shù)據(jù)拷貝到濾波器和輸出，從而減少了對較大變化的延遲。