數(shù)字預(yù)失真功放的偵測接收通道設(shè)計

隨著全球3G網(wǎng)絡(luò)的大規(guī)模建設(shè)，運營商越來越注重降低CAPEX（建設(shè)成本）和OPEX（維護(hù)成本），功放作為基站當(dāng)中最昂貴的器件之一，其對效率的要求越來越高，從而使得數(shù)字預(yù)失真DPD(Digital Pre-Distortion)技術(shù)得到飛快的發(fā)展。圖1是功放數(shù)字預(yù)失真處理的基本結(jié)構(gòu)框圖。和模擬預(yù)失真以及前饋架構(gòu)相比，數(shù)字預(yù)失真在提高效率、多載波應(yīng)用、修正效果以及自適應(yīng)方面具有很大的優(yōu)勢。同時隨著零中頻架構(gòu)開始在3G基站中得到應(yīng)用，數(shù)字預(yù)失真在修正零中頻架構(gòu)中的本振泄漏和鏡像抑制方面, 具有非常好的效果。 但是要實現(xiàn)這些優(yōu)勢和取得良好的預(yù)失真效果，一個高性能的偵測接收通道是必須的，本文旨在對偵測接收回路的設(shè)計做一些具體討論。

　　圖2是Maxim提供的一個緊湊而低成本的偵測接收通道設(shè)計方案。此方案采用高線性混頻器MAX9994將RF信號下變頻到IF信號, 然后經(jīng)過IF濾波器濾波, IF濾波采用50Ω的單端設(shè)計以降低濾波器對PCB板寄生分量的敏感度。濾波器輸出的IF信號經(jīng)可變增益中頻放大器MAX2055調(diào)整增益, 然后以極佳的線性度驅(qū)動ADC的輸入。此方案的設(shè)計討論是基于W

　　射頻信號耦合

　　從功放射頻輸出耦合過來的信號功率必須要降低到適合混頻器輸入級要求的功率水平, 這可以采用定向耦合加固定衰減的方式。如果需要的話, 加入射頻可變衰減器以補償鏈路增益變化。加到此處混頻器合適的射頻輸入功率為-22dBm, 所以對于每載波10W, 40dBm的功放輸出功率, 這里需要62dB的衰減量。

　　混頻器MAX9994的本振到射頻的泄漏典型值為-17dBm，此泄漏同樣會被射頻衰減器和耦合器再衰減, 所以經(jīng)過62dB的衰減后, 功放輸出端的LO-RF 泄漏小于-79dBm。UMTS要求在大于60MHz的偏移范圍內(nèi)雜散輻射低于-73dBc, 圖2的解決方案可以不需要任何射頻帶通濾波器就可以有很寬的余量滿足這個指標(biāo)。如果需要更寬的余量, 可以采用一個簡單的陶瓷射頻濾波器以進(jìn)一步降低本振泄漏分量。

　　ADC及中頻頻率的選擇

　　對于4載波WCDMA, 5階失真校正, 結(jié)合下面的圖3, 我們可以計算出載波帶寬和諧波修正帶寬如下:
　　載波帶寬BW = 45MHz = 20MHz
　　五階諧波修正帶寬BW = 520MHz = 100MHz

　　由此可以推薦使用如下系列的ADC:
　　10位, 170MSps~250MSps ADC
　　-MAX1122-1124
　　12位，170MSps~250MSps ADC
　　-MAX1213-1215

　　下變頻IF頻率的選擇是一個折中和平衡的過程, 較低的中頻頻率可以最小化離散L-C中頻濾波器寄生分量的影響；如果用到射頻濾波器, 較高的中頻頻率可以降低對RF濾波器選擇性的要求。上面推薦的ADC在任何小于250MHz的中頻頻率下都可以很好的工作。 4載波WCDMA功放數(shù)字預(yù)失真的操作, 對于170MSps~244MSps的采樣頻率, 我們假定ADC工作在第一或者第二奈奎斯特域, 建議中頻的中心頻率在61MHz或者183MHz。對于更加受限的帶寬和采樣率, 也可以嘗試采用65MSps ~95MSps ADC, 工作在第四或者第五奈奎斯特域。

　　針對數(shù)字預(yù)失真處理當(dāng)中的偵測接收回路設(shè)計，Maxim提供了幾個管腳兼容的ADC系列。其中一個系列可以提供8位，10位和12位的分辨率，120MSps，170MSps，210MSps和 250MSps的采樣率, 見表2。所有這些ADC都針對高至250MHz的輸入頻率做了性能優(yōu)化設(shè)計，在這樣高的輸入頻率下，它們保持著極高的噪底、SFDR和IMD性能。這對偵測接收應(yīng)用是最佳選擇，因為偵測接收需要在非常寬的輸入帶寬內(nèi)提供高精度的數(shù)字化處理。

　　Maxim也提供12位和14位，采樣率65MSps，80MSps和 95MSps的針對兩載波應(yīng)用的ADC，兩載波應(yīng)用中失真的偵測需要較少的帶寬。表2列出了Maxim為偵測接收應(yīng)用推薦的典型ADC型號。

　　混頻

　　混頻器MAX9994為多載波應(yīng)用提供出色的線性度和噪聲性能，同時提供更高的集成度，該器件包含雙平衡無源混頻器內(nèi)核、IF放大器、雙輸入LO可選開關(guān)和LO緩沖器，它還集成了片上非平衡變壓器，允許單端RF和LO輸入。 -3dBm ~ +3dBm低LO驅(qū)動可以降低系統(tǒng)對本振源驅(qū)動能力的要求。MAX9994的中頻輸出是具有200Ω源阻抗的差分輸出。

　圖4是MAX9994在1, 2和 4載波WCDMA應(yīng)用中的鄰道泄漏比ACLR性能曲線。結(jié)合緊隨其后的中頻放大器的ACLR，混頻器71dBc的ACLR預(yù)算會給所要求的功放性能水平以足夠的余量, 這確保了偵測接收通道的線性度，從而不會影響整個閉環(huán)回路的性能。對于4載波操作，根據(jù)圖4中對應(yīng)的4載波曲線, 71dBc的ACLR要求每個載波的輸入功率水平在-22dBm，較少的載波或者較寬松ACLR要求的應(yīng)用可以允許更高一些的功率水平。

　　中頻濾波與中頻放大

　　MAX9994的輸出通過一個4:1非平衡變壓器耦合進(jìn)一個單端 50Ω阻抗的中頻濾波器。在這里, 客戶可以選擇低通或者是帶通濾波器。Maxim設(shè)計和仿真了一個簡單的4極高通和4極低通層疊的，中心頻率在183MHz的濾波器，LC元器件取值在 9pF~23pF和 24nH ~ 100nH的范圍，這些值和PCB板的寄生參數(shù)比較接近。濾波器阻抗比較低的話，可以降低對PCB板寄生電容所引起變化的敏感性，這里的PCB布線要盡量短。

　　混頻器MAX9994的輸出信號為達(dá)到ADC輸入水平的要求而需要放大，中頻可變增益放大器MAX2055可以在保持良好線性的情況下提供這種增益。圖4演示了在1，2和4

　　如圖2中所示, 經(jīng)過MAX9994和中頻濾波器以后的信號水平大概在-16dBm每載波。因為MAX2055的增益可以在-5dB~+20dB的范圍內(nèi)以1dB間隔進(jìn)行設(shè)置，所以用戶可以選擇合適的增益設(shè)置, 以驅(qū)動ADC到-4dBm每載波。同時MAX2055允許用戶補償鏈路當(dāng)中耦合器和RF衰減器產(chǎn)生的增益變化.

　　ADC輸入輸出結(jié)構(gòu)

　　MAX2055的輸出經(jīng)電容耦合進(jìn)終結(jié)ADC輸入的50Ω差分阻性負(fù)載。低的源阻抗可以最小化ADC輸入阻抗的影響。
ADC MAX1124和MAX1215N的滿量程輸入幅度是1.4V_p-p。假定WCDMA波形的峰均比是10dB，并且假設(shè)ADC至少有1dB的裕量在工作，這將使得ADC輸入端的RMS信號幅度大概在200mV。對于50Ω的阻抗系統(tǒng), 相當(dāng)于每載波-4dBm的輸入功率水平, 這與前面的中頻放大器MAX2055 的輸出驅(qū)動水平是一致的。

　　前面提到的ADC都是采用LVDS輸出結(jié)構(gòu)，這對支持高采樣率是必須的，在偵測接收應(yīng)用當(dāng)中尤其重要，而且ADC的IMD性能要求非常的嚴(yán)格。老一點的接口技術(shù)，像CMOS，會引入較高的數(shù)字信號回流到ADC的地平面。對于10位和12位性能水平，這個回流會與ADC輸入和輸入濾波器件結(jié)合，給模擬輸入信號引入誤差。Maxim ADC所采用的低擺幅的差分LVDS輸出結(jié)構(gòu)可以去除這些潛在的失真源。偵測回路本身的任何失真，都將直接加入到功放的失真，所以必須最小化。

　　噪底

　　圖2的方案框圖中標(biāo)識了通道中各級的噪底指標(biāo)。可以看出, 噪底指標(biāo)主要受控于所選ADC的SNR性能, 和10位ADC相比, 12位的AD轉(zhuǎn)換器可以提供非常明顯的更佳性能。3GPP UMTS的噪底規(guī)范是在50MHz偏移處-138dBc/Hz, 用戶必須檢查失真校正回路的噪聲靈敏度以決定所需要的ADC噪底性能。