電力線數(shù)傳通信設(shè)備的設(shè)計(jì)

1 OFDM基本原理
正交頻分復(fù)用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一種正交多載波調(diào)制MCM方式。在傳統(tǒng)的數(shù)字通信系統(tǒng)中，符號(hào)序列調(diào)制在一個(gè)載波上進(jìn)行串行傳輸，每個(gè)符號(hào)的頻率可以占有信道的全部可用帶寬。OFDM是一種并行數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，采用頻率上等間隔的N個(gè)子載波構(gòu)成。它們分別調(diào)制一路獨(dú)立的數(shù)據(jù)信息，調(diào)制之后N個(gè)子載波的信號(hào)相加同時(shí)發(fā)送。因此，每個(gè)符號(hào)的頻譜只占用信道全部帶寬的一部分。在OFDM系統(tǒng)中，通過選擇載波間隔，使這些子載波在整個(gè)符號(hào)周期上保持頻譜的正交特性，各子載波上的信號(hào)在頻譜上互相重疊，而接收端利用載波之間的正交特性，可以無失真地恢復(fù)發(fā)送信息，從而提高系統(tǒng)的頻譜利用率。圖1給出了正交頻分復(fù)用OFDM的基本原理?？紤]一個(gè)周期內(nèi)傳送的符號(hào)序列(do，d1，…，dn-1)每個(gè)符號(hào)di是經(jīng)過基帶調(diào)制后復(fù)信號(hào)di=ai+jbi，串行符號(hào)序列的間隔為△t=l／fs，其中fs是系統(tǒng)的符號(hào)傳輸速率。串并轉(zhuǎn)換之后，它們分別調(diào)制N個(gè)子載波(fo，f1，…，fn-1)，這N個(gè)子載波頻分復(fù)用整個(gè)信道帶寬，相鄰子載波之間的頻率間隔為1／T，符號(hào)周期T從△t增加到N△t。合成的傳輸信號(hào)D(t)可以用其低通復(fù)包絡(luò)D(t)表示。

其中ωi=-2π△fi，△f=1／T=1／N△t。在符號(hào)周期[O，T]內(nèi)，傳輸?shù)男盘?hào)為D(t)=Re{D(t)exp(j2πfot)}，0≤t≤T。
若以符號(hào)傳輸速率fs為采樣速率對(duì)D(t)進(jìn)行采樣，在一個(gè)周期之內(nèi)，共有N個(gè)采樣值。令t=m△t，采樣序列D(m)可以用符號(hào)序列(do，d1，…，dn-1)的離散付氏逆變換表示。即

因此，OFDM系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)過程等效于離散付氏逆變換和離散付氏變換處理。其核心技術(shù)是離散付氏變換，若采用數(shù)字信號(hào)處理(DSP)技術(shù)和FFT快速算法，無需束狀濾波器組，實(shí)現(xiàn)比較簡(jiǎn)單。

2 電力線數(shù)傳設(shè)備硬件構(gòu)成
電力線數(shù)據(jù)傳輸設(shè)備的硬件框圖如圖2所示。

2. 1 數(shù)字信號(hào)處理單元TMS320VC5402
用數(shù)字信號(hào)處理的手段實(shí)現(xiàn)MODEM需要極高的運(yùn)算能力和極高的運(yùn)算速度，在高速DSP出現(xiàn)之前，數(shù)字信號(hào)處理只能采用普通的微處理器。由于速度的限制，所實(shí)現(xiàn)的MODEM最高速度一般在2400b／s。自20世紀(jì)70年代末，Intel公司推出第一代DSP芯片Intel 2920以來，近20年來涌現(xiàn)出一大批高速DSP芯片，從而使話帶高速DSP MCODEM的實(shí)現(xiàn)成為可能。
TMS320系列性價(jià)比高，國(guó)內(nèi)現(xiàn)有開發(fā)手段齊全，自TI公司20世紀(jì)80年代初第一代產(chǎn)品TMS32010問世以來，正以每2年更新一代的速度，相繼推出TMS32020、TMS320C25、TMS320C30、TMS320C40以及第五代產(chǎn)品TMS320C54X。
根據(jù)OFDM調(diào)制解調(diào)器實(shí)現(xiàn)所需要的信號(hào)處理能力，本文選擇以TMS320VC5402作為數(shù)據(jù)泵完成FFT等各種算法，充分利用其軟件、硬件資源，實(shí)現(xiàn)具有高性價(jià)比的OFDM高速電力線數(shù)傳設(shè)備。
TMS320C54X是TI公司針對(duì)通信應(yīng)用推出的中高檔16位定點(diǎn)DSP系列器件。該系列器件功能強(qiáng)大、靈活，較之前幾代DSP，具有以下突出優(yōu)點(diǎn)：
◇速度更快(40～100 MIPS)；
◇指令集更為豐富；
◇更多的尋址方式選擇；
◇2個(gè)40位的累加器；
◇硬件堆棧指針；
◇支持塊重復(fù)和環(huán)型緩沖區(qū)管理。
2. 2高頻信號(hào)處理單元
主要實(shí)現(xiàn)對(duì)高頻信號(hào)的放大、高頻開關(guān)和線路濾波等功能，并最終經(jīng)小型加工結(jié)合設(shè)備送往配電線路。信號(hào)的放大包括發(fā)送方向的可控增益放大(前向功率控制)，接收方向AGC的低噪聲放大部分。其中高頻開關(guān)完成收發(fā)高頻信號(hào)的轉(zhuǎn)換，實(shí)現(xiàn)雙工通信。同時(shí)使收發(fā)共用一個(gè)線路濾波器，這樣可以節(jié)省系統(tǒng)成本。
2．3 RS一232接口單元
用戶數(shù)據(jù)接口采用RS一232標(biāo)準(zhǔn)串行口。串口的數(shù)據(jù)中斷采用邊沿觸發(fā)中斷，串口中斷程序完成用戶數(shù)據(jù)的發(fā)送與接收。將接收到的用戶數(shù)據(jù)暫存到CPU的發(fā)送緩沖區(qū)中，等到滿一個(gè)突發(fā)包時(shí)就發(fā)送到DSP進(jìn)行處理。

3 參數(shù)設(shè)計(jì)
3．1保護(hù)時(shí)間的選擇
根據(jù)OFDM信號(hào)設(shè)計(jì)準(zhǔn)則，首先選擇適當(dāng)?shù)谋Ｗo(hù)時(shí)間，△=20μs，這能夠充分滿足在電力系統(tǒng)環(huán)境下，OFDM信號(hào)消除多徑時(shí)延擴(kuò)展的目的。
3．2符號(hào)周期的選擇
T>200 μs，相應(yīng)子信道間隔，f5kHz，這樣在25kHz帶寬內(nèi)至少要?jiǎng)澐殖?個(gè)子信道。另外子信道數(shù)不能太多，增加子信道數(shù)雖然可以提高頻譜傳輸效率，但是DSP器件的復(fù)雜度也將增加，成本上升，同時(shí)還將受到信道時(shí)間選擇性衰落的嚴(yán)重影響。因此，考慮在25kHz的帶寬內(nèi)采用7個(gè)子信道。
3. 3子信道數(shù)的計(jì)算

子信道間隔：

各子信道的符號(hào)周期：T=250μs

考慮保護(hù)時(shí)間：△=20μs，則有Ts=T+△=270μs
各子信道實(shí)際的符號(hào)率：
總的比特率：3.71kbps25子信道2b／symbol=185.5kb／s
系統(tǒng)的頻譜效率：β=185.5kbps／100kHz=1.855bps／Hz2bps／Hz
可以看出，這時(shí)系統(tǒng)已經(jīng)具有較高的頻譜效率。25路話音信號(hào)總的速率與經(jīng)串并變換和4PSK映射后的各子信道上有用信息的符號(hào)率相比，每個(gè)子信道還可以插入冗余信息用于同步、載波參數(shù)、幀保護(hù)和用戶信息等。需要指出的是：
①由于OFDM信號(hào)時(shí)頻正交性的限制條件，在此設(shè)計(jì)中盡管采用了25個(gè)子載波并行傳輸也只能傳25路語音。如果要傳8路語音，經(jīng)串并轉(zhuǎn)換和16QAM映射后，各個(gè)子信道上有用信息的符號(hào)率為1.855bps／Hz，最多還可以插入的冗余信息為O.145bps／Hz，在實(shí)際傳輸中這是很難保證的傳輸質(zhì)量的，因此該設(shè)計(jì)相對(duì)于M-16QAM采用4個(gè)子載波傳輸6路話音并不矛盾。
②在此設(shè)計(jì)中，為冗余信息預(yù)留了較多的位，其冗余信息與有用信息的比值為0.59，大于iDEN系統(tǒng)的0.44。這是考慮到OFDM信號(hào)對(duì)于載波相位偏差和定時(shí)偏差都較為敏感，這樣就可以插入較多的參考信號(hào)以快速實(shí)現(xiàn)載波相位的鎖定、跟蹤及位同步；另一方面對(duì)引導(dǎo)符號(hào)間隔的選擇也較為靈活，在設(shè)計(jì)中選擇引導(dǎo)符號(hào)間隔L=10。
③OFDM信號(hào)調(diào)制解調(diào)的核心是DFT／IDFT算法。目前，普遍采用DSP芯片完成DFT／IDFT，因此有必要對(duì)設(shè)計(jì)所需的DSP性能進(jìn)行估計(jì)。根據(jù)設(shè)計(jì)要求，至少要能在250μs內(nèi)完成32個(gè)復(fù)數(shù)點(diǎn)的FFT運(yùn)算。我們知道，N個(gè)復(fù)數(shù)點(diǎn)的FFT共需要2Nlog2 N次實(shí)數(shù)乘法和3Nl0g2 N次實(shí)數(shù)加法。假設(shè)實(shí)數(shù)乘法和實(shí)數(shù)加法都是單周期指令，以32個(gè)復(fù)數(shù)點(diǎn)為例，這樣共需要800個(gè)指令周期，即20μs，因此采用TMS320VC5402能夠滿足設(shè)計(jì)要求(TMS320VC5402的單指令周期為10ns)。
綜上所述，OFDM數(shù)傳設(shè)備參數(shù)如表l所列。

4 軟件構(gòu)成
上面確定了OFDM數(shù)傳設(shè)備的主要參數(shù)及算法，下面說明用TMS320VC5402實(shí)現(xiàn)的軟件設(shè)計(jì)及流程，如圖3所示。

4. 1 調(diào)制部分的軟件設(shè)計(jì)
此程序作為子程序被調(diào)用之前，要發(fā)送的數(shù)據(jù)已經(jīng)被裝入數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器，并將數(shù)據(jù)區(qū)的首地址及長(zhǎng)度作為入口參數(shù)傳遞給子程序。程序執(zhí)行時(shí)，首先清發(fā)送存儲(chǔ)器，然后配置AD9708的采樣速率，之后允許串行口發(fā)送中斷產(chǎn)生，使中斷服務(wù)程序自動(dòng)依次讀取發(fā)送存儲(chǔ)器中的內(nèi)容，送入AD9708變換成模擬信號(hào)。之后程序從數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器讀取一幀數(shù)據(jù)，經(jīng)編碼，并行放入IFFT工作區(qū)的相應(yīng)位置，插入導(dǎo)頻符號(hào)并將不用的點(diǎn)補(bǔ)零。隨后進(jìn)行IFFT，IFFT算法采用常用的時(shí)域抽點(diǎn)算法DIT，蝶形運(yùn)算所需的WN可查N=512字的定點(diǎn)三角函數(shù)表得到。由于TMS320VC5402的數(shù)值計(jì)算為16位字長(zhǎng)定點(diǎn)運(yùn)算方式，所以IFFT采用成組定點(diǎn)法，既提高了運(yùn)算精度又保證了運(yùn)算速度。然后對(duì)IFFT變換后的結(jié)果擴(kuò)展加窗，并將本幀信號(hào)的前擴(kuò)展部分同上幀信號(hào)的后擴(kuò)展部分相加，加窗所需窗函數(shù)可查表得到。窗函數(shù)存放在窗函數(shù)表中，是事先利用C語言浮點(diǎn)運(yùn)算并將結(jié)果轉(zhuǎn)換為定點(diǎn)數(shù)存放在表中的。
經(jīng)實(shí)測(cè)，從讀取串行數(shù)據(jù)到加窗工作完成最多占用75個(gè)抽樣周期(75125μs)的時(shí)間，而發(fā)送一幀信號(hào)需512+32=544個(gè)抽樣周期(544125μs)。這說明C5402的運(yùn)算速度足夠滿足需要。
當(dāng)上一幀信號(hào)發(fā)送完畢，程序立即將以處理好的本幀信號(hào)送入發(fā)送存儲(chǔ)器繼續(xù)發(fā)送，并通過入口參數(shù)判斷數(shù)據(jù)是否發(fā)送完畢。
4. 2 解調(diào)部分的軟件設(shè)計(jì)
用TMS320VC5402實(shí)現(xiàn)的流程分同步捕捉及解調(diào)兩個(gè)階段。同步捕捉階段執(zhí)行時(shí)，首先清接收存儲(chǔ)器，配置AD9057的采樣速率，然后開串行口接收中斷，使接收中斷服務(wù)程序接收來自AD9057的采樣數(shù)據(jù)并依次自動(dòng)存入接收存儲(chǔ)器。
每得到一個(gè)新的樣點(diǎn)，程序先用DFT的遞推算法解調(diào)出25路導(dǎo)頻符號(hào)，并對(duì)導(dǎo)頻均衡。之后分別同參考導(dǎo)頻符號(hào)矢量600h+j600h進(jìn)行點(diǎn)積，這里用導(dǎo)頻符號(hào)矢量的實(shí)部與虛部的和代替點(diǎn)積，即可反映相關(guān)函數(shù)的規(guī)律，以簡(jiǎn)化運(yùn)算。求得25路導(dǎo)頻與參考導(dǎo)頻的相關(guān)值后暫時(shí)保存，并分別與前一個(gè)樣點(diǎn)所保存的各導(dǎo)頻相關(guān)值比較(相減)，用一個(gè)字節(jié)保存比較結(jié)果的正負(fù)號(hào)(每路導(dǎo)頻占1bit)。在處理前一個(gè)樣點(diǎn)的過程中，也用一個(gè)字節(jié)保存它同其前一樣點(diǎn)的導(dǎo)頻相關(guān)值比較的正負(fù)號(hào)。對(duì)這兩個(gè)字節(jié)進(jìn)行簡(jiǎn)單的邏輯運(yùn)算，即可判斷出各導(dǎo)頻是否在前一個(gè)樣點(diǎn)處出現(xiàn)峰值。倘若25路導(dǎo)頻中有20個(gè)以上的導(dǎo)頻同時(shí)出現(xiàn)峰值，則認(rèn)為該樣點(diǎn)以前的N=512個(gè)樣點(diǎn)即為捕捉到的一幀信號(hào)，程序進(jìn)入解調(diào)階段；否則等待接收新的采樣點(diǎn)繼續(xù)進(jìn)行同步捕捉。
解調(diào)階段首先對(duì)捕捉到的幀信號(hào)進(jìn)行實(shí)信號(hào)的FFT變換，仍然采用成組定點(diǎn)法，之后進(jìn)行均衡。然后利用導(dǎo)頻算出本地抽樣時(shí)鐘的延遲τ，在計(jì)算中應(yīng)盡量避免出現(xiàn)除法，可將常數(shù)分母取倒數(shù)后提前算出，作為乘法的系數(shù)。為了保證其后二維AGC的精度，計(jì)算中τ精確到O.1μs。接下來根據(jù)τ調(diào)整抽樣時(shí)鐘，程序?qū)⒄{(diào)整量通知串行口發(fā)送中斷服務(wù)程序后，繼續(xù)執(zhí)行二維AGC，而由中斷服務(wù)程序在每次中斷響應(yīng)時(shí)間發(fā)布命令，每次可以調(diào)整下一采樣時(shí)刻提前(或落后)1μs。
二維AGC分兩步進(jìn)行。首先根據(jù)τ對(duì)均衡后的調(diào)制矢量進(jìn)行相位校正，這里需要利用FFT變換所使用的512字的三角函數(shù)表，用一個(gè)指針指向三角函數(shù)表的表頭，根據(jù)τ及三角函數(shù)表角度間隔算出多少路子信道才需要將指針下移一格，通過這種查表的方法可以簡(jiǎn)潔地確定各子信道的校正量。經(jīng)相位校正后，即可利用導(dǎo)頻進(jìn)行幅度校正。
接下來經(jīng)判決，并／串變換及解碼即可解調(diào)出本幀數(shù)據(jù)。然后對(duì)均衡器的權(quán)值采用LMS算法進(jìn)行調(diào)節(jié)。程序通過對(duì)這部分信號(hào)進(jìn)行簡(jiǎn)單的幅值門限分析，很容易判斷出是否收到了信號(hào)。若有則繼續(xù)接收；否則結(jié)束返回。

結(jié)語
本文介紹了OFDM技術(shù)的基本原理，敘述了基于OFDM技術(shù)的電力線數(shù)傳通信設(shè)備的軟硬件設(shè)計(jì)，給出了此設(shè)計(jì)的具體參數(shù)。