單極性PWM技術(shù)在雷達(dá)天線控制中的應(yīng)用
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1．2 驅(qū)動(dòng)和功率轉(zhuǎn)換電路設(shè)計(jì)
脈沖分配電路產(chǎn)生的單極性PWM脈沖，送入半橋驅(qū)動(dòng)器放大。如圖2所示，國(guó)際整流器公司生產(chǎn)的IR2308和由IGBT組成的H橋驅(qū)動(dòng)和功率轉(zhuǎn)換電路。IR2308在驅(qū)動(dòng)高端柵極時(shí)，必須外接自舉二極管和自舉電容，當(dāng)Vs腳通過(guò)低端IGBT和電機(jī)負(fù)載拉到地時(shí)，自舉電容由直流+18 V通過(guò)自舉二極管對(duì)電容充電；低端IGBT關(guān)斷時(shí)，電容通過(guò)IR2308的內(nèi)部推挽結(jié)構(gòu)經(jīng)HO腳對(duì)高端IGBT柵極充電，使其飽和導(dǎo)通。IR2308內(nèi)部死區(qū)保護(hù)單元為IGBT開關(guān)延時(shí)提供了死區(qū)時(shí)間，消除了“直通臂”的現(xiàn)象。在正常工作時(shí)，由于對(duì)側(cè)低端的IGBT始終開通，故此時(shí)自舉電容可以通過(guò)電機(jī)負(fù)載對(duì)地充電，減小了因?qū)Ω叨藮艠O的充電導(dǎo)致的自舉電壓降的波動(dòng)，可以看出這是一個(gè)動(dòng)態(tài)自舉的過(guò)程。
1．3 自舉元件的計(jì)算
自舉元件參數(shù)的選擇對(duì)自舉效果存在重要影響。以下方程詳述了自舉電容提供的最小充電電荷：
其中：Vcc為邏輯電路部分的電壓源，Vf為自舉二極管的正向壓降，VLS為低端IGBT上的壓降，VMin為‰與Vs之間的最小電壓。自舉電容漏電流ICbs(leak)僅與自舉電容是電解時(shí)有關(guān)，如果采用其他類型的電容，則可以忽略，因此盡可能使用非電解電容。自舉二極管必須能夠承受線路中的所有電壓；在圖2的電路中，當(dāng)高端IGBT導(dǎo)通并且大約等于母線電壓Vbus時(shí)，就會(huì)出現(xiàn)此現(xiàn)象。自舉二極管的高溫反向漏電流特性在那些需要電容來(lái)保存電荷-段延時(shí)時(shí)間的應(yīng)用中是一個(gè)重要的參數(shù)。同樣，為了減小由自舉電容饋入電源的電荷，應(yīng)選用超快速恢復(fù)二極管。推薦自舉二極管的特性如下：最大反向電壓：VRRM≥母線電壓Vbus；最大反向恢復(fù)時(shí)間：trr≤100 ns；正向電流：IF≥Qbsf。
2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證
2．1 實(shí)驗(yàn)方法和器件參數(shù)選取
本實(shí)驗(yàn)由TI公司的TMS320LF2407A DSP自身的PWM發(fā)生器產(chǎn)生頻率f=20 kHz的脈沖寬度調(diào)制信號(hào)，PWM的占空比可調(diào)范圍為0％～90％，同時(shí)使用I／O口輸出方向信號(hào)；電動(dòng)機(jī)采用100 V／2 A的直流伺服電機(jī)，電樞回路總電阻Ra=8．1 Ω。
使用H橋電路驅(qū)動(dòng)100 V／2 A的直流伺服電機(jī)，所以要求H橋的母線電壓Vbus是100V，流過(guò)各開關(guān)的最大電流為2 A。因此電橋使用的IGBT的集電極一發(fā)射極間電壓VCES的絕對(duì)最大額定值應(yīng)該大于100 V，集電極電流IC的最大額定值在2 A以上。對(duì)于電動(dòng)機(jī)這樣的感性負(fù)載，當(dāng)驅(qū)動(dòng)電壓突動(dòng)機(jī)產(chǎn)生的反電動(dòng)勢(shì)燒壞開關(guān)器件，在H橋各開關(guān)中必須接入續(xù)流二極管，用于吸收反電動(dòng)勢(shì)。很多開關(guān)用IGBT在集電極和源極之間內(nèi)藏續(xù)流二極管，因此二極管的應(yīng)該滿足峰值恢復(fù)電流Irr大于2 A(100 V／2 A的直流伺服電機(jī))，反向電壓UR應(yīng)該大于H橋供電電壓100 V。仙童公司生產(chǎn)的IGBTFGA25N120滿足上述要求，參數(shù)裕量很大，如表1所示。將表1中相關(guān)參數(shù)帶入公式(1)得出自舉電容提供的最小充電電荷Qbs=612．5 nC，代入自舉二極管正向電流公式即可計(jì)算出自舉二極管正向電流Ip≥12．25 mA，綜合考慮上面推薦的自居二極管特性，我們選用HER207。將最小充電電荷Qbs帶入公式(2)得到最小的自舉電容值C≥113．4 nF，選用220 nF的高壓瓷片電容。本文引用地址：http://m.butianyuan.cn/article/159273.htm
2．2 雷達(dá)天線實(shí)際應(yīng)用中的效果
如圖2所示，H型雙極性PWM的電機(jī)電樞兩端平均電壓可以表示為：
UAB=τ(Vbus-2VCE(sot))，τ為占空比 (3)
當(dāng)τ=0％時(shí)，此時(shí)UAB=0 V，電動(dòng)機(jī)停止轉(zhuǎn)動(dòng)。測(cè)得邏輯控制端，HIN1=0、LIN1=0、HIN2=0、LIN2=0，此結(jié)果與圖3(c)仿真邏輯一致。因?yàn)榇藭r(shí)H橋的4個(gè)IGBT全部關(guān)斷，故此時(shí)不存在開關(guān)損耗；盡管電動(dòng)機(jī)存在內(nèi)部電阻，但此時(shí)沒(méi)有電流流過(guò)H橋，電動(dòng)機(jī)也不消耗能量。當(dāng)τ=100％時(shí)，其結(jié)果與τ=0％時(shí)完全相同。當(dāng)τ=90％時(shí)，這個(gè)時(shí)候電壓的占空比很寬，天線處于一個(gè)比較高的轉(zhuǎn)速，測(cè)得流過(guò)電機(jī)電樞平均電流Iov為1．72 A，由(3)計(jì)算出電樞兩端平均電壓UAB=86．4 V，那么電源輸入功率為：
Pout=UABIov=86．4Vx1．72 A≈148．61 W (4)
電樞回路總的銅損耗為：
Ploss=Iov2Ra=(1．72 A)2x3．91 Ω≈23．96 W (5)
此部分能量浪費(fèi)在電樞內(nèi)部電阻上，轉(zhuǎn)變?yōu)闊崮?。由直流電?dòng)機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)的基本方程式：
UAB=Ea+EovRa (6)
其中：Ea為電動(dòng)機(jī)的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)式(6)兩邊同時(shí)乘以Iov：
UABIov=EaIov+Iov2Ra (7)
即：Pout=PM+Ploss (8)
故電磁功率為：
PM=Pout-Ploss=148．61 W-23．96 W=124．65 W (9)
此部分功率由電功率轉(zhuǎn)換為電磁功率，從而拖動(dòng)天線，測(cè)得天線的實(shí)際轉(zhuǎn)速n=6 r／min。此時(shí)的轉(zhuǎn)換效率為：
H型雙極性PWM的電機(jī)電樞兩端的平均電壓可以表示為：
UAB=α(Vbus-2VCE(sot)-(1-α)(Vbus-2VCE(sot))=(2α-1)(Vbus-2VCE(sot))，α為占空比 (11)
當(dāng)α=50％時(shí)，此時(shí)UAB=0 V，電動(dòng)機(jī)停止轉(zhuǎn)動(dòng)。但是此時(shí)電機(jī)電樞兩端的電流是交變通斷的，因此會(huì)消耗功率電樞內(nèi)部電阻上，同時(shí)IGBT由于每個(gè)周期的交替導(dǎo)通和關(guān)斷，會(huì)存在4個(gè)IGBT開關(guān)損耗。與單極性PWM占空比α=90％相對(duì)應(yīng)的雙極性PWM占空比為UAB=95％，此時(shí)電樞兩端平均電壓=86．4 V。但在一個(gè)開關(guān)周期里，比單極性PWM電路要多出兩個(gè)IGBT開關(guān)損耗，同時(shí)電樞內(nèi)部電阻在整個(gè)開關(guān)周期里都消耗功率。因此可以發(fā)現(xiàn)，雙極性PWM較單極性PWM電路在拖動(dòng)天線時(shí)，浪費(fèi)在開關(guān)損耗和銅損上的功率更多，從而導(dǎo)致轉(zhuǎn)換效率的降低，也降低了天線的轉(zhuǎn)速。
3 結(jié)論
上面設(shè)計(jì)的H型單極性PWM電路，克服了雙極性PWM電路在電機(jī)停止轉(zhuǎn)動(dòng)時(shí)仍然有損耗的缺點(diǎn)；在電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)，功耗也相應(yīng)減小，提高了轉(zhuǎn)換效率，進(jìn)一步提高了轉(zhuǎn)速。目前，市場(chǎng)上類似的H橋驅(qū)動(dòng)器也能夠完成上述功能，比如美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體的LMD18200。但是類似的集成芯片母線供電電壓一般較低(一般只有幾十伏)、功率有限、而且價(jià)格昂貴。文中設(shè)計(jì)的電路，僅通過(guò)增加邏輯實(shí)現(xiàn)H型單極性PWM功能，母線供電電壓可高達(dá)上百伏。
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