高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓撲族及其雙極性移相控制策略研究

式中：Ts為開關周期。

由于移相角θ和共同導通時間DTs/2均按正弦規(guī)律變化，且輸出濾波器前端電壓uDC為雙極性SPWM波，因此這種控制方式稱為雙極性移相控制。調節(jié)移相角θ可以實現(xiàn)輸入電壓或負載變化時輸出電壓的穩(wěn)定。

2.2 穩(wěn)態(tài)分析

設變壓器原、副邊漏感相等，即Llk1=Llk2=Llk3=Llk。一個開關周期內逆變器有12種工作模式，如圖3所示。

（a）一個開關周期內的穩(wěn)態(tài)原理波形

（b）t=t1～t2

（c）t=t2～t3

（d）t=t3～t4～t5

（e）t=t5～t6

（f）t=t6～t7～t8

圖3 一個開關周期內的穩(wěn)態(tài)原理波形

1）t=t1～t2：t1時刻，功率開關S1及S4實現(xiàn)了ZVS開通，輸出濾波電感電流iLf經(jīng)功率開關S7及S8續(xù)流，交流側能量經(jīng)D1及D4回饋到直流電源，如圖3（b）所示。

2）t=t2～t3：t2時刻S5實現(xiàn)了ZCS開通，在此換流重疊期間，iLf由S7、S8和S5、S6兩路流通，i2快速增長，i3快速下降；i1快速由負轉換為正，如圖3（c）所示。設變壓器原邊繞組感應電動勢為e，則有

e=Ui－Llk1=uACN1/N2=－uBCN1/N2（2）
uAC－Llk2=uDC=Lf＋uo（3）

uBC－Llk3=uDC=Lf＋uo（4）

i2＋i3=iLf（5）

i1=(i2－i3)N2/N1＋iM（6）

設磁化電感LM和輸出濾波電感Lf均遠大于漏感，磁化電流iM忽略不計，在換流重疊期間內iLf變化率很小，則可得

－uAC＋2Llk－Llk＋uBC=－2e＋2Llk=0（7）

e=Ui－2Llk＋Llk－Llk=Ui－2Llk（8）

e==Llk=－Llk（9）

由式（9）可知，i2及i3的變化率為N1Ui/（3N2Llk），i1的變化率為2Ui/(3Llk)，D、C兩點電位相等。當i2上升到iLf值時，i3下降到零。由于開關S8的阻斷，i3下降到零后不能負向增長，式（9）不再成立，開關S7與S5之間實現(xiàn)了ZCS軟換流。由式（9）可知，換流重疊時間tco為

tco(>=)t3－t2=3ILfm（10）

式中：ILfm為額定負載時濾波電感電流的峰值。

3）t=t3～t4：t3時刻，開關S5及S7之間軟換流結束。iLf經(jīng)S5及S6流通，i1經(jīng)S1及S4流通，能量從直流側傳遞到交流側，如圖3（d）所示。

4）t=t4～t5：t4時刻，開關S7零電流關斷，如圖3（d）所示。

5）t=t5～t6：t5時刻，開關S1及S4 ZVS關斷，C1及C4充電，C2及C3放電。開關S2及S3的漏源電壓uDS2、uDS3下降，如圖3（e）所示。

6）t=t6～t7：t6時刻uDS2及uDS3下降到零，然后，i1經(jīng)D2及D3續(xù)流，變壓器原邊漏感能量和交流側能量均回饋到直流電源，如圖3（f）所示。t7時刻，S2及S3零電壓開通。

t7時刻以后的半個開關周期工作過程與前半及其開關狀態(tài)等值電路個開關周期相似。

3 仿真與原理試驗

設計實例：全橋全波式電路拓撲，雙極性移相控制策略，額定容量S=1kVA，輸入電壓（直流）Ui=270（1±10％）V，輸出電壓（交流）Uo=115V，輸出電壓頻率fo=400Hz，負載功率因數(shù)－0.75～0.75，開關頻率fs=50kHz，匝比N1/N2=22/22，濾波電感Lf=1mH，濾波電容Cf=4.7μF/250V。3．1仿真結果與討論

不同輸入電壓、不同負載時的穩(wěn)態(tài)仿真波形，如圖4所示。圖4（e）中，uGS1、uGS2、uGE5、uGE7分別為功率開關S1、S2、S5、S7的驅動信號。濾波器前端電壓uDC為三電平雙極性SPWM波；功率開關S1～S4實現(xiàn)了ZVS，功率開關S5～S8實現(xiàn)了ZCS；逆變器具有良好的負載適應能力和穩(wěn)壓性能。仿真結果與理論分析一致。

（a）額定輸入電壓、額定電阻性負載

（b）額定輸入電壓、空載

（c）90％額定輸入電壓、額定感性負載