由于新型組件的出現(xiàn)，我們需要對接收器架構(gòu)進(jìn)行硬件比較

蜂窩網(wǎng)絡(luò)上傳送的數(shù)據(jù)像海嘯一樣洶涌奔騰，這是由利用這類頻段訪問互聯(lián)網(wǎng)的智能手機(jī)、平板電腦以及其他設(shè)備取得的巨大進(jìn)步引起的。這種情況已經(jīng)導(dǎo)致了技術(shù)要求的提高，同時還迫使供應(yīng)商要降低成本。新式基站有很多形式，從傳統(tǒng)的機(jī)架式設(shè)備到僅需幾瓦功率就能運(yùn)行的更小單元都有。在纖巧的基站中支持多個通道所需的電路采用了多種集成方法?？紤]到最近的發(fā)展，超外差式硬件和直接轉(zhuǎn)換硬件之間的差別究竟有多大?

按照大多數(shù)人的說法，Edwin Armstrong 在 1918 年發(fā)明了超外差式接收器架構(gòu)。在這類常見的接收器中，射頻 (RF) 信號與本機(jī)振蕩器 (LO) 信號混合，產(chǎn)生一個中頻 (IF) 信號，然后對中頻信號解調(diào)。LO 頻率相對于 RF 載波頻率有一定的偏移，從而產(chǎn)生了該信號的鏡像信號。IF 信號通過濾波器，而其他所有鏡像信號都被濾波器抑制掉了。在新式接收器中，利用模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 將 IF 信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，然后在數(shù)字域解調(diào) (參見圖 1)。

在過去幾十年中，無論哪一種架構(gòu)都取得了持續(xù)改善。所有集成電路 (IC) 組件的性能都在不斷改進(jìn)，同時消耗的功率越來越低，需要的印刷電路板 (PCB) 面積越來越小。ADC 的分辨率和采樣率也已經(jīng)改進(jìn)，以允許帶寬更寬的信號和更高的輸入頻率。

直接轉(zhuǎn)換接收器早期的吸引力是單頻率轉(zhuǎn)換至基帶。在過去幾十年中，超外差式接收器一直使用多個降頻轉(zhuǎn)換級。隨著混頻器和濾波器技術(shù)的改進(jìn)，多個級逐步合并，現(xiàn)在一個典型的超外差式接收器在模擬部分僅有一個頻率轉(zhuǎn)換級，同時在數(shù)字信號處理器中僅采用一個數(shù)字降頻轉(zhuǎn)換級。

直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)的另一個吸引人的地方是低通濾波。超外差式架構(gòu)在 IF 需要一個帶通濾波器。在很多情況下，帶通濾波器采用高階或表面聲波 (SAW) 型。SAW 濾波器需要密封封裝，常常相當(dāng)大而且很昂貴。盡管在 SAW 濾波器技術(shù)及封裝領(lǐng)域已經(jīng)有了很大改進(jìn)，但是低通濾波器仍然被認(rèn)為更有吸引力。

要想對成本、功率和電路板空間進(jìn)行合理的比較，有必要匯總一下小型基站所用并適合 20MHz 信號帶寬的 4 個接收器通道所必需的組件。每個超外差式接收器使用一個混頻器、一個可變增益放大器、一個 SAW 濾波器、一個二級 IF 放大器和一個高速 ADC。每個直接轉(zhuǎn)換接收器使用一個 I/Q 解調(diào)器、兩個基帶放大器和兩個高速 ADC。用一個具體的電路板布局例子來比較這些組件估計(jì)所需的電路板空間，標(biāo)稱功耗則直接用數(shù)據(jù)表中的參數(shù)計(jì)算。預(yù)計(jì)直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)在這兩個方面的表現(xiàn)會好得多。

就超外差式接收器的 4 個通道而言，通常在 5mm x 5mm QFN 封裝中提供兩個混頻器，因此需要兩個這樣的雙通道混頻器器件。由于集成了用于 RF 及 LO 輸入的平衡-不平衡變換器和內(nèi)部匹配組件，所以無源組件的數(shù)量是最少的，而且尺寸大多數(shù)是 0201 和 0402 型，這些因素在比較中都將忽略，因?yàn)橹苯愚D(zhuǎn)換架構(gòu)也需要這些部分。類似地，在適合的頻率范圍內(nèi)，有雙數(shù)字 VGA 可用。這樣的雙 VGA 也采用 5mm x 5mm QFN 封裝，因此也需要兩個這樣的器件來實(shí)現(xiàn) 4 個通道。在混頻器級之后，也許需要一點(diǎn)濾波，因此用幾個 0402 型電感器和 0201 型電容器是適宜的。為了實(shí)現(xiàn)所需要的選擇性，超外差式接收器需要一個 SAW 帶通濾波器。4 個通道中每個都需要一個單獨(dú)的 SAW 濾波器。在 RF 頻率上，SAW 濾波器可能相當(dāng)小。在 70MHz 至 192MHz 的常見 IF 范圍內(nèi)，可以見到采用 5mm x 7mm 封裝的 SAW 濾波器。即使之前的 VGA 輸出和之后的放大器輸入都是 50Ω，SAW 濾波器也將需要幾個匹配組件。通常情況下，還需要另一個增益級，以補(bǔ)償濾波器的插入損耗。不過，一種集成了放大器的新型 4 通道 ADC，即凌力爾特公司的 LTM9012-AB 微型模塊 (µModule^®) ADC 采用系統(tǒng)級封裝 (SiP)。該微型模塊采用 15mm x 11.25mm 封裝，與相應(yīng)采用 4 個差分放大器以及有關(guān)旁路電容器和抗混疊濾波器組件的 4 通道 ADC 相比，這種微型模塊更小。LTM9012 具 20dB 增益，實(shí)現(xiàn)了 68.5dB 信噪比 (SNR) 和 79dB 無寄生動態(tài)范圍 (SFDR)。LTM9012-AB 內(nèi)部的放大器和濾波電路將輸入頻率限制到大約 90MHz。因此，70MHz IF 是適合的，而不是在基站應(yīng)用中常常用超外差式接收器實(shí)現(xiàn)的更高的 IF。然而，這提供了最緊湊的解決方案。

LTM9012 意味著不同的集成方式。微型模塊或 SiP 封裝允許單獨(dú)的芯片與各種不同的無源組件一起組裝在層壓襯底上，而且模制成看起來像普通球柵陣列 (BGA) 集成電路 (IC) 一樣。在這種情況下，利用幾何尺寸很小的 CMOS 工藝來優(yōu)化該 ADC，以實(shí)現(xiàn)低功率和良好的 AC 性能。放大器運(yùn)用硅-鍺 (SiGe) 工藝制造，以最大限度地提高其性能。這些放大器是傳統(tǒng)的差分放大器，因此用電阻器將增益設(shè)定為 10V/V 或 20dB。真正的運(yùn)算放大器輸入通過隔離高頻采樣干擾和信號通路來簡化匹配，并允許單端信號與差分 ADC 輸入在內(nèi)部配對。大多數(shù)具緩沖前端的單片 ADC 根本不提供增益，仍然是差分的，而且僅提供對干擾的隔離。同樣有益的是抗混疊濾波，這種濾波限制了寬帶放大器的噪聲。就電路板總體空間而言，既然所有基準(zhǔn)和電源旁路電容器都在封裝內(nèi)部，那么總體系統(tǒng)設(shè)計(jì)就可以排列非常緊密，而且不會損害性能。當(dāng)基準(zhǔn)和電源旁路電容器距數(shù)字信號太遠(yuǎn)或靠近時，常常發(fā)生這類性能損害，而性能損害又可能破壞數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換過程。最后，襯底允許引腳分配自然流暢：模擬輸入在封裝的一側(cè)，數(shù)字輸出在另一側(cè)。

在這個例子中，有源組件的數(shù)量是 5 個，還有 4 個 SAW 濾波器和 80 個其他小型無源組件 (參見圖 3)?？傮w面積大約為 43mm x 21mm = 903 mm²，不過不是所有面積都利用上，所以有效面積大約是 700mm² 左右。當(dāng)然，這是電路板的一側(cè)，特定公司的設(shè)計(jì)規(guī)則可能允許更緊湊的布局。就功率計(jì)算而言，這個例子用 LTC5569 作為雙通道混頻器，AD8376 作為雙 VGA，LTM9012-AB 兼作第二級放大器和 4 通道 ADC。混頻器是有源組件，在 300MHz 至 4GHz 的寬頻率范圍內(nèi)工作，因此單個器件可以配置為在 700MHz 至 2.7GHz 蜂窩頻帶的任何一個頻帶上工作。該器件具有同類最佳功耗，還具有堅(jiān)固的輸入，能承受強(qiáng)大的帶內(nèi)阻塞干擾信號，而不會使噪聲指數(shù)顯著劣化。4 通道系統(tǒng)的總體功耗為 4.9W，其中不包括電阻性分壓器中可能消耗的功率。

就 4 個直接轉(zhuǎn)換通道而言，我們僅有的選擇是獨(dú)立 I/Q 解調(diào)器，因此需要 4 個這種采用 5mm x 5mm QFN 封裝的器件。有些器件 (例如 LT5575) 有集成的 RF 和 LO 平衡-不平衡變換器，以最大限度地減少外部組件數(shù)。有一點(diǎn)濾波是有益的，當(dāng)然還有一些小型旁路電容器。就低通濾波器而言，多節(jié) L-C 和 R-C 電路就可完成任務(wù)。就增益級而言，LTM9012-AB 也是適用的。作為 4 通道器件，它僅支持兩個直接轉(zhuǎn)換通道，因此還需要第二個這樣的器件。

在這個例子中，有源組件的數(shù)量是 6 個，還有 84 個小型無源組件，參見圖 4。總體面積大約為 27mm x 24mm = 648mm²。就功率計(jì)算而言，這個例子使用 LT5575 I/Q 解調(diào)器和兩個 LTM9012-AB。4 個通道的總體功耗是 5.1W，其中不包括電阻性分壓器中可能消耗的功率。不過，ADC 以 125Msps 速率采樣，該采樣率是常見的，但是有可能超出了 10MHz 所需。在 65Msps 采樣率時，可以在 ADC 功耗低得多的情況下實(shí)現(xiàn)同樣的功能。重新計(jì)算功耗，得出新的總體功耗是 4.6W。

并不算很多年以前，超外差式接收器每通道要運(yùn)用多個混頻器和多個 SAW 濾波器。那時 SAW 濾波器的尺寸可能是 25mm x 9mm。無源核心混頻器需要額外的增益級，以抵消插入損耗。這不算久遠(yuǎn)的歷史給人們留下的感覺是，超外差式接收器和直接轉(zhuǎn)換接收器硬件復(fù)雜性之間的差距很大。以百分?jǐn)?shù)計(jì)算，用于超外差式接收器的電路板面積比直接轉(zhuǎn)換接收器的大 39%，按照這個百分?jǐn)?shù)看，差別是很顯著的，但是考慮真實(shí)的 PCB 面積時，差別就沒有這么大了。903 mm² 的 39% 是 352 mm²，大約有拇指印那么大?；诎俜?jǐn)?shù)看，功耗差別根本不明顯。

當(dāng)然，超外差式接收器的尺寸和功率有極大弊端這種感覺是相對于基站接收器本身的總體尺寸而言的。就一個傳統(tǒng)的機(jī)架式系統(tǒng)而言，拇指大小的 PCB 面積可能不算什么。而就一個纖巧和能放入手掌中的基站而言，拇指大小的 PCB 面積就非常大了。

現(xiàn)實(shí)情況是，集成在繼續(xù)，有時緩慢，有時是飛躍式的。電路板空間和功耗的減少也許在更大程度上適用于一種而不是另一種架構(gòu)。最近，適用于超外差式架構(gòu)的例子是 LTC5569 雙通道有源混頻器等產(chǎn)品。本文作者尚不知道，有任何雙通道 I/Q 解調(diào)器可用于蜂窩基站應(yīng)用，盡管適用于頻率范圍較低的其他應(yīng)用之這類解調(diào)器確實(shí)存在。最近適用于兩種架構(gòu)的集成例子是集成了放大器的 LTM9012 四通道 ADC。該器件的 LVDS 串行接口不僅允許 ADC 更小，而且可允許現(xiàn)場可編程門陣列 (FPGA) 或數(shù)字信號處理器 (DSP) 也比具并行接口的 4 通道 ADC 所用的小。不過，直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)仍然需要兩倍數(shù)量的 ADC。

以上探討的例子假設(shè)，蜂窩基站的性能要求是整個鏈路都需要高性能組件。例子中所用產(chǎn)品運(yùn)用了優(yōu)化的半導(dǎo)體工藝，例如硅鍺 (SiGe) 或互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體 (CMOS) 工藝，如果不優(yōu)化，那么使用這些工藝不可能實(shí)現(xiàn)相互集成，或者至少不會沒有性能惡化。某些尺寸基站的性能要求也許是，允許使用高度集成的單芯片收發(fā)器，例如毫微微蜂窩。這類芯片中集成模塊的改進(jìn)將允許該類芯片應(yīng)用于較大型的基站。在這里，這兩種架構(gòu)遇到了一個障礙：信號濾波器。直接轉(zhuǎn)換接收器使用的低通濾波器能在芯片中實(shí)現(xiàn)。迄今為止，超外差式架構(gòu)中使用的帶通濾波器已經(jīng)證明極難在芯片中實(shí)現(xiàn)。這是當(dāng)下的現(xiàn)實(shí)情況，但未必是永久性的障礙。也許有一天，技術(shù)突破會發(fā)生，內(nèi)置的高度選擇性帶通濾波器變得可行了。直到這時，直接轉(zhuǎn)換接收器架構(gòu)有一個顯著優(yōu)勢，因?yàn)橛锌稍谛阅茉试S的情況下集成整個接收器鏈路。

面向基站的直接轉(zhuǎn)換接收器架構(gòu)比超外差式接收器架構(gòu)簡單，至少就硬件而言是這樣。最近出現(xiàn)的產(chǎn)品允許實(shí)現(xiàn)比以前小得多的多通道超外差式接收器。盡管基于百分比的比較來看尺寸仍然較大，但是差別也許并不顯著。因此，超外差式架構(gòu)有望繼續(xù)成為蜂窩基站首選接收器架構(gòu)。