集成開關(guān)器的反激式電源的低損耗方案設(shè)計(jì)

1）序言

文章介紹如何設(shè)計(jì)電路，減低采用IRIS40xx系列集成開關(guān)器的反激式電源中的空載和待機(jī)狀態(tài)損耗。要達(dá)到此目的，可以利用一個(gè)根據(jù)負(fù)載情況轉(zhuǎn)換IRIS器件的工作模式的電路。準(zhǔn)諧振模式(Quasi-resonant mode, QR)用在重載情況下，脈沖比率控制模式(Pulse raTIo control mode, PRC)用在輕載和空載情況下。在輕載和空載情況下切換到PRC模式，電路將工作在15-20kHz頻率范圍，這樣空載損耗將從典型的2.5W(230VAC輸入)降低到大約0.8W。在空載情況下，準(zhǔn)諧振模式會(huì)使電路在300-350kHz的頻率下工作，這樣將導(dǎo)致較高的開關(guān)損耗。

　　2) 待機(jī)電路工作過程

　　圖1中的電路是一個(gè)采用IRIS40xx集成開關(guān)器件的典型單輸出反激式電源。該電路與其它應(yīng)用指南中的不同，它附加了一個(gè)在空載和待機(jī)情況下可降低運(yùn)行功耗的電路。附加電路包括Q1/R12/R13/C11/D8，這五種器件組成一個(gè)切換電路，控制從輔助繞組B流向IRIS40xx反饋端的準(zhǔn)諧振反饋信號(hào)的通過或切斷。

　　圖1)備有待機(jī)電路的典型電源電路設(shè)計(jì)

　　這個(gè)待機(jī)電路的工作過程相當(dāng)簡(jiǎn)單，這里將作解釋。D3/R5/C4/D4構(gòu)成一個(gè)延時(shí)電路，它將從輔助繞組來的準(zhǔn)諧振信息反饋到反饋管腳，使IRIS40xx可以探測(cè)到所有能量已經(jīng)從一次側(cè)傳到了二次側(cè)，以及漏極電壓降到了最低點(diǎn)進(jìn)行軟開關(guān)。Q1被安排在這個(gè)路徑上作一個(gè)開關(guān)，用來使該反饋信號(hào)有效或無效，有效地將IRIS40xx的工作模式從準(zhǔn)諧振模式(反饋有效時(shí))轉(zhuǎn)變到低頻的脈沖比率控制模式(反饋無效時(shí))。

　　該電路通過監(jiān)測(cè)輔助繞組的電壓來決定兩種模式之間的切換時(shí)刻。在正常負(fù)載下，輔助繞組電壓較高，模式切換電路設(shè)置在適當(dāng)水平，使得Q1在這種條件下開通，QR反饋信號(hào)/延時(shí)電路有效。當(dāng)電路降到空載或輕載條件下時(shí)，輔助繞組電壓降到設(shè)定水平以下，使反饋/延時(shí)電路無效。

　　R12/R13/D8組成分壓器，用來設(shè)定待機(jī)模式切換電路的切換電壓水平。這個(gè)切換電壓水平由R13和D8上的壓降決定。當(dāng)輔助繞組的電壓足夠高，電流會(huì)流過D3/R12/R13和D8。這令到R12的電壓下降，跟著PNP管Q1的射基極之間的電壓也下降。當(dāng)此電壓超過0.6V，電流即注入Q1的射基結(jié)，Q1便會(huì)開通。假如輔助繞組上的電壓較低，使得很少或者沒有電流通過R12，令R12上的壓降(跟著是Q1的射基極間的壓降)低于0.6V，Q1的射基結(jié)便沒有足夠的正向偏置，所以Q1不能開通，使反饋延時(shí)信號(hào)無效。

　　3)設(shè)計(jì)步驟

　　讓我們用一個(gè)例子來說明怎樣設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)這部分電路，我們假定其余的電路已根據(jù)其他的設(shè)計(jì)指南設(shè)定好了。

　　首先，讓我們拿一個(gè)例子，正常設(shè)計(jì)的Vcc為17V。如果輔助繞組上的整流管用的是諸如1n4148之類的器件，則輔助繞組電壓應(yīng)設(shè)計(jì)為18V。

　　這樣，在正常負(fù)載條件下，X點(diǎn)于能量傳送周期時(shí)的電壓為18V?，F(xiàn)在我們想在X點(diǎn)選定一個(gè)電壓值用來切換工作模式。這顯然是低于18V的，因此我們應(yīng)該挑選比預(yù)期的偏置電壓要低幾伏的電壓值，以保證能在輕載時(shí)進(jìn)行切換，但也能在滿載條件下啟動(dòng)進(jìn)入QR模式。讓我們選15V(由于來自輸出控制電路的反饋電流較大，輕載或空載時(shí)的輔助繞組的電壓會(huì)降低)。

　　如果我們?cè)赬點(diǎn)得到15V，那么Q1的發(fā)射極(Y點(diǎn))的電壓將比它低1V，這是因?yàn)镈3的正向壓降V的存在，所以Y點(diǎn)將是14V。當(dāng)射基結(jié)間的電壓有0.6V，Q1將導(dǎo)通。因此讓我們?cè)O(shè)定R12為620歐姆，當(dāng)有968µ 的電流通過R12時(shí)，Q1便會(huì)導(dǎo)通。這樣如果我們想讓Q1在Y點(diǎn)為14V時(shí)導(dǎo)通，我們可以設(shè)定D8的穩(wěn)壓值，并計(jì)算R13的電阻值：

　　在這個(gè)例子中，V為14V，I為968µ D8為11V的齊納二極管，則R13將為2.4k。

　　這樣電路將能夠利用負(fù)載變化把工作模式切換到低功耗待機(jī)狀態(tài)，負(fù)載范圍從大于1A到0.05A或更少。

　　4)電路波形

　　圖2的波形顯示了負(fù)載變化導(dǎo)致電路從準(zhǔn)諧振運(yùn)行模式切換到PRC模式的情形。

　　如CH4所示，當(dāng)負(fù)載電流從滿載降到空載時(shí)，反饋電壓水平將由于輸出電壓的提高而增加，以轉(zhuǎn)移貯存的能量。在這種條件下，反饋電壓水平最終增加到某一點(diǎn)，F(xiàn)ET停止開關(guān)，如CH1上漏極波形平坦的那一段所示。同時(shí)在FB管腳(CH3)也看不到QR信號(hào)。Vcc電壓(CH2)也同樣下降，因?yàn)檩o助繞組這時(shí)沒有提供能量。約5毫秒后反饋水平穩(wěn)定下來，F(xiàn)ET又開始開關(guān)。但這時(shí)電路工作在PRC模式下，因?yàn)榇藭r(shí)Vcc降低以及FB端沒有QR信號(hào)，在CH3上可以看到降低的電壓。在這種條件下運(yùn)行時(shí)，由于輸出空載，所以反饋水平依然很高，這樣電路只需要從一次側(cè)傳遞很少的能量到輔助繞組和輸出繞組以保持電路的平衡，直到下一次負(fù)載變化。

　　圖2)電路由QR模式切換為PRC模式時(shí)的波形