微功耗清潔能源存貯系統(tǒng)

一般多電平FBI逆變器[1]，例如三電平逆變、五電平逆變，七電平逆變等，增加輸出電壓電平數(shù)N的目的，是為了減少輸出電壓波形中的諧波含量，但所需功率器件和電路復雜性呈指數(shù)增加，必須要有N個隔離的、獨立的電壓源，而且每個FBI中功率器件的驅(qū)動信號也是隔離的、獨立的。三相二電平逆變，功率器件6個，三相三電平逆變，功率器件12個，三相五電平逆變，功率器件24個。如果要實現(xiàn)16電平逆變，所需功率器件P=2N=216=65536，需要隔離的、獨立的驅(qū)動信號65536個，這種紙上談兵的逆變電路，在實際上是完全不可能實現(xiàn)的。所有有關逆變器的教科書都提及多電平逆變，但沒有哪一本教科書能畫出五電平以上逆變器的實際電路，因為太復雜，畫也畫不出來，怎么能實際做出來。

SPWM全橋逆變電路(FBI)，不僅僅是功率器件呈指數(shù)增加的問題，更要命的是，在進行多電平疊加的同時，還要在每一個電平中進行SPWM脈寬調(diào)制，一個FBI的SPWM控制已經(jīng)夠復雜，現(xiàn)在要對多達2N=65536個SPWM驅(qū)動信號進行控制，其空間矢量的復雜程度，是不可想像的。

微功耗直流耗逆變器所需功率器件和電路復雜性呈線性增加，即所需功率器件P=2N，其中N為電平數(shù)。圖4是4電平微功耗直流逆變器的實際電路，所需功率器件P=2N=2*4=8，實現(xiàn)16電平逆變器，所需功率器件P=2N=2*16=32，限于文章篇幅，本處不宜畫完整電路圖，僅在圖13畫出了微功耗直流逆變器(16階)寶塔波電壓驅(qū)動信號產(chǎn)生電路及圖14的寶塔波電壓驅(qū)動信號仿真波形，16電平微功耗直流逆變器的完整電路請參考文獻[3]。

圖16是直流逆變器(16階)寶塔波電壓仿真波形，圖中曲線可以看到，N=16的寶塔波已經(jīng)趨近正弦波，根本用不著進行電壓切割。

圖16 直流逆變器(16階)輸出電壓仿真波形

7.4電壓切割電路

用正弦波波形切割寶塔波，設切去正弦波后剩下來的部份面積為S0，當寶塔波的階數(shù)N=1時，S0=A(1-SinX)，其中A是輸入電壓的幅值，根據(jù)計算，這部份面積占總面積的36%。當寶塔波的階數(shù)N=16，或大于某個正整數(shù)時，寶塔波已經(jīng)趨近正弦波，根本用不著進行電壓切割。當階數(shù)N在1和某個正整數(shù)之間時，切割下來的面積S0所代表的功率比較可觀，必須通過功率變換，或反饋，或輸出，提高整機效率。

圖17是電壓切割電路[2][4]，功率MOS管Q5、Q6和磁芯變壓器TX1組成了主電路，100kHz的方波驅(qū)動信號V1、V5分別加在Q5、Q6的柵極，V2是輸入正弦波電壓Vi，Vi為幅值360V的正弦波電壓，負載R6接在Q6的源極。

輸入電壓的正半周，當驅(qū)動方波電壓V5為高電平時，Q6飽和導通，輸入電壓Vi通過Q5的體內(nèi)二極管和Q6的漏源極，加在負載電阻R5和變壓器TX1的原邊;在輸入電壓的負半周，當驅(qū)動方波電壓V1為高電平時，Q5飽和導通，輸入電壓Vi通過Q6的體內(nèi)二極管和Q5的漏源極，加在負載電阻R5和變壓器TX1的原邊。適當選擇變壓器原邊的電感量和驅(qū)動信號V1、V5的脈寬，可便負載電阻R5上的電壓為輸出額定值。

變壓器TX1的附邊接有由Q1-Q4組成的動態(tài)整流電路[1]，可將TX1付邊產(chǎn)生的包絡為正弦波的雙邊帶方波電壓Vs整流為正弦波電壓，適當選擇TX1的變比和驅(qū)動信號V1、V5的脈寬，可使得動態(tài)整流電路輸出的正弦波電壓(由Q3、Q4的源極取出)為額定輸出電壓，此電壓與輸入電壓同頻、同相、同步，與電阻R5產(chǎn)生的額定電壓同頻、同相，同幅，共同形成輸出電壓Vo。由于整機不采用鐵芯，并不利用磁飽和現(xiàn)象穩(wěn)定交流電壓，因而不會產(chǎn)生正弦波波形失真，有關動態(tài)整流的論述請參考文獻[2]。

圖17右邊是切割電路各點電壓的仿真波形，最外層是幅值360V的輸入電壓Vi，下面是電阻R5上被切去頭部后的輸入電壓和TX1付邊產(chǎn)生的動態(tài)整流電壓共同形成的輸出電壓Vo，最里層是變壓器原邊產(chǎn)生的包絡為正弦波的雙邊帶方波電壓Vp，付邊電壓Vs由TX1的變比決定，是Vp的n倍。

圖17 電壓切割電路