工程師不可不知的開關(guān)電源關(guān)鍵設(shè)計（六）

牽涉到開關(guān)電源技術(shù)設(shè)計或分析成為電子工程師的心頭之痛已是不爭的事實，推出《工程師不可不知的開關(guān)電源關(guān)鍵設(shè)計》系列六和工程師們一起分享，請各位繼續(xù)關(guān)注后續(xù)章節(jié)。

　　一、理想24VDC-220VDC車載開關(guān)電源設(shè)計方案

　　摘要：為了適應車載用電設(shè)備的需求，采用推挽逆變-高頻變壓-全橋整流方案設(shè)計了24VDC輸入-220VDC輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法給出了高頻推挽變壓器的設(shè)計過程。在詳細分析推挽逆變工作原理的基礎(chǔ)上，給出了實際設(shè)計中的注意事項。實驗結(jié)果表明該方案是一種理想的車載DC-DC變換器設(shè)計方案。

　　隨著現(xiàn)代汽車用電設(shè)備種類的增多，功率等級的增加，所需要電源的型式越來越多，包括交流電源和直流電源。這些電源均需要采用開關(guān)變換器將蓄電池提供的+12VDC或+24VDC的直流電壓經(jīng)過DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC，后級再經(jīng)過DC-AC變換器轉(zhuǎn)換為工頻交流電源或變頻調(diào)壓電源。對于前級DC-DC變換器，又包括高頻DC-AC逆變部分、高頻變壓器和AC-DC整流部分，不同的組合適應不同的輸出功率等級，變換性能也有所不同。推挽逆變電路以其結(jié)構(gòu)簡單、變壓器磁芯利用率高等優(yōu)點得到了廣泛應用，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場合；同時全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點，因此本文采用推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流方案，設(shè)計了24VDC輸入-220VDC 輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法設(shè)計相應的推挽變壓器。

　　1、推挽逆變的工作原理

　　圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓撲。通過控制兩個開關(guān)管S1和S2以相同的開關(guān)頻率交替導通，且每個開關(guān)管的占空比d均小于50%，留出一定死區(qū)時間以避免S1和S2同時導通。由前級推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓，送至高頻變壓器原邊，并通過變壓器耦合，在副邊得到交流高頻高電壓，再經(jīng)過由反向快速恢復二極管FRD構(gòu)成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開關(guān)管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2UI，而電流則是額定電流，所以， 推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場合。

　　當S1開通時，其漏源電壓 uDS1只是一個開關(guān)管的導通壓降，在理想情況下可假定 uDS1=0，而此時由于在繞組中會產(chǎn)生一個感應電壓，并且根據(jù)變壓器初級繞組的同名端關(guān)系，該感應電壓也會疊加到關(guān)斷的S2上，從而使S2在關(guān)斷時承受的電壓是輸入電壓與感應電壓之和約為2UI.在實際中，變壓器的漏感會產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在S2 兩端，從而引起大的關(guān)斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限制，不是很高。在S1和S2 的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱為吸收電路，用來抑制尖峰電壓的產(chǎn)生。并且為了給能量回饋提供反饋回路，在S1和S2 兩端都反并聯(lián)上續(xù)流二極管FWD。

　　2、開關(guān)變壓器的設(shè)計

　　采用面積乘積（AP）法進行設(shè)計。對于推挽逆變工作開關(guān)電源，原邊供電電壓UI=24V，副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V，輸出電流IO=3A，開關(guān)頻率fs=25kHz，初定變壓器效率η=0.9，工作磁通密度Bw=0.3T.

　?。?）計算總視在功率PT.設(shè)反向快速恢復二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

　　3、推挽逆變的問題分析

　　3.1能量回饋

　　主電路導通期間，原邊電流隨時間而增加，導通時間由驅(qū)動電路決定。

　　圖2（a）為S1導通、S2關(guān)斷時的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經(jīng)過S1流入電源UI負極，即地，此時FWD1不導通；當S1關(guān)斷時，S2未導通之前，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，并通過變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時與S2并聯(lián)的能量恢復二極管FWD2還未導通，電路中并沒有電流流過，直到在變壓器原邊繞組上產(chǎn)生上正下負的感生電壓。如圖2（b）；FWD2導通，把反激能量反饋到電源中去，如圖2（c），箭頭指向為能量回饋的方向。

　　3.2各點波形分析

　　當某一PWN信號的下降沿來臨時，其控制的開關(guān)元件關(guān)斷，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，漏極產(chǎn)生沖擊電壓，大于2UI，因為加入了RC緩沖電路，使其最終穩(wěn)定在2UI附近。

　　當S1的PWN 信號下降沿來臨，S1關(guān)斷，漏極產(chǎn)生較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯(lián)的反饋能量二極管FWD2導通，形成能量回饋回路，此時S2漏極產(chǎn)生較高的沖擊電流，見圖4。

　　4、實驗與分析

　　4.1 原理設(shè)計

　　圖5為簡化后的主電路。輸入24V 直流電壓，經(jīng)過大電容濾波后，接到推挽變壓器原邊的中間抽頭。變壓器原邊另外兩個抽頭分別接兩個全控型開關(guān)器件IGBT，并在此之間加入RC吸收電路，構(gòu)成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經(jīng)全橋整流，大電容濾波得到220V直流電壓。并通過分壓支路得到反饋電壓信號UOUT。

　　以CA3524芯片為核心，構(gòu)成控制電路。通過調(diào)節(jié)6、7管腳間的電阻和電容值來調(diào)節(jié)全控型開關(guān)器件的開關(guān)頻率。12、13 管腳輸出PWM脈沖信號，并通過驅(qū)動電路，分別交替控制兩個全控型開關(guān)器件。電壓反饋信號輸入芯片的1管腳，通過調(diào)節(jié)電位器P2給2管腳輸入電壓反饋信號的參考電壓，并與9管腳COM端連同CA3524內(nèi)部運放一起構(gòu)成PI調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)PWM脈沖占空比，以達到穩(wěn)定輸出電壓220V的目的。

　　4.2 結(jié)果與分析

　　實驗結(jié)果表面，輸出電壓穩(wěn)定在220V，紋波電壓較小。最大輸出功率能達到近600W，系統(tǒng)效率基本穩(wěn)定在80%，達到預期效果。其中，由于IGBT效率損耗較大導致系統(tǒng)效率偏低，考慮如果采用損耗較小的MOSFET，系統(tǒng)效率會至少上升10%~15%.

　　注意事項：

　?。?） 變壓器初級繞組在正、反兩個方向激勵時，由于相應的伏秒積不相等，會使磁芯的工作磁化曲線偏離原點，這一偏磁現(xiàn)象與開關(guān)管的選擇有關(guān)，原因是開關(guān)管反向恢復時間的不同》 可導致伏秒積的不同。

　?。?）實驗中，隨著輸入電壓的微幅增高，系統(tǒng)損耗隨之增大，主要原因是變壓器磁芯產(chǎn)生較大的渦流損耗，系統(tǒng)效率有所下降。減小渦流損耗的措施主要有：減小感應電勢，如采用鐵粉芯材料；增加鐵心的電阻率，如采用鐵氧體材料；加長渦流所經(jīng)的路徑，如采用硅鋼片或非晶帶。

　　5、結(jié)論

　　推挽電路特別適用于低壓大電流輸入的中小功率場合，并利用AP法設(shè)計了一種高頻推挽變壓器。實驗結(jié)果表明推挽逆變-高頻變壓-全橋整流的方案達到了預期的效果，使輸出電壓穩(wěn)定在220V并具有一定的輸出硬度，效率達到80%，為現(xiàn)代汽車電源的發(fā)展提供了一定的發(fā)展空間。

二、開關(guān)電源保護電路的研究

　　1引言

　　評價開關(guān)電源的質(zhì)量指標應該是以安全性、可靠性為第一原則。在電氣技術(shù)指標滿足正常使用要求的條件下，為使電源在惡劣環(huán)境及突發(fā)故障情況下安全可靠地工作，必須設(shè)計多種保護電路，比如防浪涌的軟啟動，防過壓、欠壓、過熱、過流、短路、缺相等保護電路。同時，在同一開關(guān)電源電路中，設(shè)計多種保護電路的相互關(guān)聯(lián)和應注意的問題也要引起足夠的重視。

　　2 防浪涌軟啟動電路

　　開關(guān)電源的輸入電路大都采用電容濾波型整流電路，在進線電源合閘瞬間，由于電容器上的初始電壓為零，電容器充電瞬間會形成很大的浪涌電流，特別是大功率開關(guān)電源，采用容量較大的濾波電容器，使浪涌電流達100A以上。在電源接通瞬間如此大的浪涌電流，重者往往會導致輸入熔斷器燒斷或合閘開關(guān)的觸點燒壞，整流橋過流損壞；輕者也會使空氣開關(guān)合不上閘［4］。上述現(xiàn)象均會造成開關(guān)電源無法正常工作，為此幾乎所有的開關(guān)電源都設(shè)置了防止流涌電流的軟啟動電路，以保證電源正常而可靠運行。防浪涌軟啟動電路通常有晶閘管保護法和繼電器保護法兩大類。

　?。?） 晶閘管保護法

　　圖1是采用晶閘管V和限流電阻R1組成的防浪涌電流電路。在電源接通瞬間，輸入電壓經(jīng)整流橋（D1～D4）和限流電阻R1對電容器C充電，限制浪涌電流。當電容器C充電到約80%額定電壓時，逆變器正常工作。經(jīng)主變壓器輔助繞組產(chǎn)生晶閘管的觸發(fā)信號，使晶閘管導通并短路限流電阻R1，開關(guān)電源處于正常運行狀態(tài)。

　　圖1采用晶閘管和限流電阻組成的防浪涌電流電路

　?。?）繼電器保護法

　　圖2是采用繼電器K和限流電阻R1構(gòu)成的防浪涌電流電路。電源接通瞬間，輸入電壓經(jīng)整流（D1～D4）和限流電阻R1對濾波電容器C1充電，防止接通瞬間的浪涌電流，同時輔助電源Vcc經(jīng)電阻R2對并接于繼電器K線包的電容器C2充電，當C2上的電壓達到繼電器K的動作電壓時，K動作，其觸點K1.1閉合而旁路限流電阻R1，電源進入正常運行狀態(tài)。限流的延遲時間取決于時間常數(shù)（R2C2），通常選取為0.3～0.5s。為了提高延遲時間的準確性及防止繼電器動作抖動振蕩，延遲電路可采用圖3所示電路替代R2C2延遲電路。

　　3 過壓、欠壓及過熱保護電路

　　進線電源過壓及欠壓對開關(guān)電源造成的危害，主要表現(xiàn)在器件因承受的電壓及電流能力超出正常使用的范圍而損壞，同時因電氣性能指標被破壞而不能滿足要求。因此對輸入電源的上限和下限要有所限制，為此采用過壓、欠壓保護以提高電源的可靠性和安全性。

　　溫度是影響電源設(shè)備可靠性的最重要因素。根據(jù)有關(guān)資料分析表明［5］，電子元器件溫度每升高2℃，可靠性下降10%，溫升50℃時的工作壽命只有溫升25℃時的1/6，為了避免功率器件過熱造成損壞，在開關(guān)電源中亦需要設(shè)置過熱保護電路。

　　圖4　 過壓、欠壓、過熱保護電路

　　圖4是僅用一個4比較器LM339及幾個分立元器件構(gòu)成的過壓、欠壓、過熱保護電路。取樣電壓可以直接從輔助控制電源整流濾波后取得，它反映輸入電源電壓的變化，比較器共用一個基準電壓，N1.1為欠壓比較器，N1.2為過壓比較器，調(diào)整R1可以調(diào)節(jié)過、欠壓的動作閾值。N1.3為過熱比較器，RT為負溫度系數(shù)的熱敏電阻，它與R7構(gòu)成分壓器，緊貼于功率開關(guān)器件IGBT的表面，溫度升高時，RT阻值下降，適當選取R7的阻值，使N1.3在設(shè)定的溫度閾值動作。N1.4用于外部故障應急關(guān)機，當其正向端輸入低電平時，比較器輸出低電平封鎖PWM驅(qū)動信號。由于4個比較器的輸出端是并聯(lián)的，無論是過壓、欠壓、過熱任何一種故障發(fā)生，比較器輸出低電平，封鎖驅(qū)動信號使電源停止工作，實現(xiàn)保護。如將電路稍加變動，亦可使比較器輸出高電平封鎖驅(qū)動信號。

　　4 缺相保護電路

　　由于電網(wǎng)自身原因或電源輸入接線不可靠，開關(guān)電源有時會出現(xiàn)缺相運行的情況，且掉相運行不易被及時發(fā)現(xiàn)。當電源處于缺相運行時，整流橋某一臂無電流，而其它臂會嚴重過流造成損壞，同時使逆變器工作出現(xiàn)異常，因此，必須對缺相進行保護。檢測電網(wǎng)缺相通常采用電流互感器或電子缺相檢測電路。由于電流互感器檢測成本高、體積大，故開關(guān)電源中一般采用電子缺相保護電路。圖5是一個簡單的缺相保護電路。三相平衡時，R1～R3結(jié)點H電位很低，光耦合輸出近似為零電平。當缺相時，H點電位抬高，光耦輸出高電平，經(jīng)比較器進行比較，輸出低電平，封鎖驅(qū)動信號。比較器的基準可調(diào)，以便調(diào)節(jié)缺相動作閾值。該缺相保護適用于三相四線制，而不適用于三相三線制。電路稍加變動，亦可用高電平封鎖PWM信號。

　　圖5　三相四線制的缺相保護電路

　　圖6是一種用于三相三線制電源缺相保護電路，A、B、C缺任何一相，光耦器輸出電平低于比較器的反相輸入端的基準電壓，比較器輸出低電平，封鎖PWM驅(qū)動信號，關(guān)閉電源。比較器輸入極性稍加變動，亦可用高電平封鎖PWM信號。這種缺相保護電路采用光耦隔離強電，安全可靠，RP1、RP2用于調(diào)節(jié)缺相保護動作閾值。

　　圖6 三相三線制的缺相保護電路

　　5 短路保護

　　開關(guān)電源同其它電子裝置一樣，短路是最嚴重的故障，短路保護是否可靠，是影響開關(guān)電源可靠性的重要因素。IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）兼有場效應晶體管輸入阻抗高、驅(qū)動功率小和雙極型晶體管電壓、電流容量大及管壓降低的特點，是目前中、大功率開關(guān)電源最普遍使用的電力電子開關(guān)器件［6］。IGBT能夠承受的短路時間取決于它的飽和壓降和短路電流的大小，一般僅為幾μs至幾十μs。短路電流過大不僅使短路承受時間縮短，而且使關(guān)斷時電流下降率 過大，由于漏感及引線電感的存在，導致IGBT集電極過電壓，該過電壓可使IGBT鎖定失效，同時高的過電壓會使IGBT擊穿。因此，當出現(xiàn)短路過流時，必須采取有效的保護措施。

　　為了實現(xiàn)IGBT的短路保護，則必須進行過流檢測。適用IGBT過流檢測的方法，通常是采用霍爾電流傳感器直接檢測IGBT的電流Ic，然后與設(shè)定的閾值比較，用比較器的輸出去控制驅(qū)動信號的關(guān)斷；或者采用間接電壓法，檢測過流時IGBT的電壓降Vce，因為管壓降含有短路電流信息，過流時Vce增大，且基本上為線性關(guān)系，檢測過流時的Vce并與設(shè)定的閾值進行比較，比較器的輸出控制驅(qū)動電路的關(guān)斷。

　　在短路電流出現(xiàn)時，為了避免關(guān)斷電流的 過大形成過電壓，導致IGBT鎖定無效和損壞，以及為了降低電磁干擾，通常采用軟降柵壓和軟關(guān)斷綜合保護技術(shù)。

　　在設(shè)計降柵壓保護電路時，要正確選擇降柵壓幅度和速度，如果降柵壓幅度大（比如7.5V），降柵壓速度不要太快，一般可采用2μs下降時間的軟降柵壓，由于降柵壓幅度大，集電極電流已經(jīng)較小，在故障狀態(tài)封鎖柵極可快些，不必采用軟關(guān)斷；如果降柵壓幅度較?。ū热?V以下），降柵速度可快些，而封鎖柵壓的速度必須慢，即采用軟關(guān)斷，以避免過電壓發(fā)生。

　　為了使電源在短路故障狀態(tài)不中斷工作，又能避免在原工作頻率下連續(xù)進行短路保護產(chǎn)生熱積累而造成IGBT損壞，采用降柵壓保護即可不必在一次短路保護立即封鎖電路，而使工作頻率降低（比如1Hz左右），形成間歇“打嗝”的保護方法，故障消除后即恢復正常工作。下面是幾種IGBT短路保護的實用電路及工作原理。

　　（1）利用IGBT的Vce設(shè)計過流保護電路

　　圖7　 采用IGBT過流時Vce增大的原理進行保護

　　圖7是利用IGBT過流時Vce增大的原理進行保護的電路，用于專用驅(qū)動器EXB841。EXB841內(nèi)部電路能很好地完成降柵及軟關(guān)斷，并具有內(nèi)部延遲功能，以消除干擾產(chǎn)生的誤動作。含有IGBT過流信息的Vce不直接送至EXB841的集電極電壓監(jiān)視腳6，而是經(jīng)快速恢復二極管VD1，通過比較器IC1輸出接至EXB841的腳6，其目的是為了消除VD1正向壓降隨電流不同而異，采用閾值比較器，提高電流檢測的準確性。如果發(fā)生過流，驅(qū)動器EXB841的低速切斷電路慢速關(guān)斷IGBT，以避免集電極電流尖峰脈沖損壞IGBT器件。

　　（2）　利用電流傳感器設(shè)計過流保護電路

　　圖8　利用電流傳感器進行過流保護

　　圖8（a）是利用電流傳感器進行過流檢測的IGBT保護電路，電流傳感器（SC）初級（1匝）串接在IGBT的集電極電路中，次級感應的過流信號經(jīng)整流后送至比較器IC1的同相輸入端，與反相端的基準電壓進行比較，IC1的輸出送至具有正反饋的比較器IC2，其輸出接至PWM控制器UC3525的輸出控制腳10。不過流時，VAVref，VB為高電平，C3充電使VC》Vref，IC2輸出高電平（大于1.4V），關(guān)閉PWM控制電路。因無驅(qū)動信號，IGBT關(guān)閉，而電源停止工作，電流傳感器無電流流過，使VA參數(shù)，使PWM驅(qū)動信號關(guān)閉時間t2》》t1，可保證電源進入睡眠狀態(tài)。正反饋電阻R7保證IC2只有高、低電平兩種狀態(tài)，D5，R1，C3充放電電路，保證IC2輸出不致在高、低電平之間頻繁變化，即IGBT不致頻繁開通、關(guān)斷而損壞。

　　（3）　綜合過流保護電路

　　圖9是利用IGBT（V1）過流集電極電壓檢測和電流傳感器檢測的綜合保護電路，電路工作原理是：負載短路（或IGBT因其它故障過流）時，V1的Vce增大，V3門極驅(qū)動電流經(jīng)R2，R3分壓器使V3導通，IGBT柵極電壓由VD3所限制而降壓，限制IGBT峰值電流幅度，同時經(jīng)R5C3延遲使V2導通，送去軟關(guān)斷信號。另一方面，在短路時經(jīng)電流傳感器檢測短路電流，經(jīng)比較器IC1輸出的高電平使V3導通進行降柵壓，V2導通進行軟關(guān)斷。

　　此外，還可以應用檢測IGBT集電極電壓的過流保護原理，采用軟降柵壓、軟關(guān)斷及降低工作頻率保護技術(shù)的短路保護電路［7、8］，這里不作祥細介紹了，有興趣的讀者請參考文獻［1］。開關(guān)電源保護功能雖屬電源裝置電氣性能要求的附加功能，但在惡劣環(huán)境及意外事故條件下，保護電路是否完善并按預定設(shè)置工作，對電源裝置的安全性和可靠性至關(guān)重要。驗收技術(shù)指標時，應對保護功能進行驗證。

　　開關(guān)電源的保護方案和電路結(jié)構(gòu)具有多樣性，但對具體電源裝置而言，應選擇合理的保護方案和電路結(jié)構(gòu)，以使得在故障條件下真正有效地實現(xiàn)保護。

　　圖9　　綜合過流保護電路

　　6 結(jié)束語

　　開關(guān)電源保護功能雖屬電源裝置電氣性能要求的附加功能，但在惡劣環(huán)境及意外事故條件下，保護電路是否完善并按預定設(shè)置工作，對電源裝置的安全性和可靠性至關(guān)重要。驗收技術(shù)指標時，應對保護功能進行驗證。

　　開關(guān)電源的保護方案和電路結(jié)構(gòu)具有多樣性，但對具體電源裝置而言，應選擇合理的保護方案和電路結(jié)構(gòu)，以使得在故障條件下真正有效地實現(xiàn)保護。

　　開關(guān)電源保護電路設(shè)計完成后，必須先對開關(guān)電源進行老化實驗，再驗證各種保護電路的功能。

　　三、開關(guān)電源的穩(wěn)定性設(shè)計

　　引言

　　眾所周知，任何閉環(huán)系統(tǒng)在增益為單位增益，且內(nèi)部隨頻率變化的相移為360°時，該閉環(huán)控制系統(tǒng)都會存在不穩(wěn)定的可能性。因此幾乎所有的開關(guān)電源都有一個閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)，從而能獲得較好的性能。在負反饋系統(tǒng)中，控制放大器的連接方式有意地引入了180°相移，如果反饋的相位保持在180°以內(nèi)，那么控制環(huán)路將總是穩(wěn)定的。當然，在現(xiàn)實中這種情況是不會存在的，由于各種各樣的開關(guān)延時和電抗引入了額外的相移，如果不采用適合的環(huán)路補償，這類相移同樣會導致開關(guān)電源的不穩(wěn)定。

　　1 穩(wěn)定性指標

　　衡量開關(guān)電源穩(wěn)定性的指標是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指：增益降到0dB時所對應的相位。增益裕度是指：相位為零時所對應的增益大?。▽嶋H是衰減）。在實際設(shè)計開關(guān)電源時，只在設(shè)計反激變換器時才考慮增益裕度，設(shè)計其它變換器時，一般不使用增益裕度。

　　在開關(guān)電源設(shè)計中，相位裕度有兩個相互獨立作用：一是可以阻尼變換器在負載階躍變化時出現(xiàn)的動態(tài)過程；另一個作用是當元器件參數(shù)發(fā)生變化時，仍然可以保證系統(tǒng)穩(wěn)定。相位裕度只能用來保證“小信號穩(wěn)定”。在負載階躍變化時，電源不可避免要進入“大信號穩(wěn)定”范圍。工程中我們認為在室溫和標準輸入、正常負載條件下，環(huán)路的相位裕度要求大于45°。在各種參數(shù)變化和誤差情況下，這個相位裕度足以確保系統(tǒng)穩(wěn)定。如果負載變化或者輸入電壓范圍變化非常大，考慮在所有負載和輸入電壓下環(huán)路和相位裕度應大于30°。

　　如圖l所示為開關(guān)電源控制方框示意圖，開關(guān)電源控制環(huán)路由以下3部分構(gòu)成。

　?。?）功率變換器部分，主要包含方波驅(qū)動功率開關(guān)、主功率變壓器和輸出濾波器；

　?。?）脈沖寬度調(diào)節(jié)部分，主要包含PWM脈寬比較器、圖騰柱功率放大；

　　（3）采樣、控制比較放大部分，主要包含輸出電壓采樣、比較、放大（如TL431）、誤差放大傳輸（如光電耦合器）和PWM集成電路內(nèi)部集成的電壓比較器（這些放大器的補償設(shè)計最大程度的決定著開關(guān)電源系統(tǒng)穩(wěn)定性，是設(shè)計的重點和難點）。

　　2 穩(wěn)定性分析

　　如圖1所示，假如在節(jié)點A處引入干擾波。此方波所包含的能量分配成無限列奇次諧波分量。如果檢測到真實系統(tǒng)對不斷增大的諧波有響應，則可以看出增益和相移也隨著頻率的增加而改變。如果在某一頻率下增益等于l且總的額外相移為180°（此相移加上原先設(shè)定的180°相移，總相移量為360°），那么將會有足夠的能量返回到系統(tǒng)的輸入端，且相位與原相位相同，那么干擾將維持下去，系統(tǒng)在此頻率下振蕩。如圖2所示，通常情況下，控制放大器都會采用反饋補償元器件Z2減少更高頻率下的增益，使得開關(guān)電源在所有頻率下都保持穩(wěn)定。

　　波特圖對應于小信號（理論上的小信號是無限小的）擾動時系統(tǒng)的響應；但是如果擾動很大，系統(tǒng)的響應可能不是由反饋的線性部分決定的，而可能是由非線性部分決定的，如運放的壓擺率、增益帶寬或者電路中可能達到的最小、最大占空比等。當這些因素影響系統(tǒng)響應時，原來的系統(tǒng)就會表現(xiàn)為非線性，而且傳遞函數(shù)的方法就不能繼續(xù)使用了。因此，雖然小信號穩(wěn)定是必須滿足的，但還不足以保證電源的穩(wěn)定工作。因此，在設(shè)計電源環(huán)路補償時，不但要考慮信號電源系統(tǒng)的響應特性，還要處理好電源系統(tǒng)的大信號響應特性。電源系統(tǒng)對大信號響應特性的優(yōu)劣可以通過負載躍變響應特性和輸入電壓躍變響應特性來判斷，負載躍變響應特性和輸入電壓躍變響應特性存在很強的連帶關(guān)系，負載躍變響應特性好，則輸入電壓躍變響應特性一定好。

　　對開關(guān)電源環(huán)路穩(wěn)定性判據(jù)的理論分析是很復雜的，這是因為傳遞函數(shù)隨著負載條件的改變而改變。各種不同線繞功率元器件的有效電感值通常會隨著負載電流而改變。此外，在考慮大信號瞬態(tài)的情況下，控制電路工作方式轉(zhuǎn)變?yōu)榉蔷€性工作方式，此時僅用線性分析將無法得到完整的狀態(tài)描述。下面詳細介紹通過對負載躍變瞬態(tài)響應波形分析來判斷開關(guān)電源環(huán)路穩(wěn)定性。

3 穩(wěn)定性測試

　　測試條件：

　?。?）無感電阻；

　?。?）負載變化幅度為10％~100％；

　?。?）負載開關(guān)頻率可調(diào)（在獲得同樣理想響應波形的條件下，開關(guān)頻率越高越好）；

　?。?）限定負載開關(guān)電流變化率為5A／μs或者2A/μs，沒有聲明負載電流大小和變化率的瞬態(tài)響應曲線圖形無任何意義。

　　圖3（a）為瞬變負載波形。

　　圖3（b）為阻尼響應，控制環(huán)在瞬變邊緣之后帶有振蕩。說明擁有這種響應電源的增益裕度和相位裕度都很小，且只能在某些特定條件下才能穩(wěn)定。因此，要盡量避免這種類型的響應，補償網(wǎng)絡(luò)也應該調(diào)整在稍低的頻率下滑離。

　　圖3（c）為過阻尼響應，雖然比較穩(wěn)定，但是瞬態(tài)恢復性能并非最好?；x頻率應該增大。

　　圖3（d）為理想響應波形，接近最優(yōu)情況，在絕大多數(shù)應用中，瞬態(tài)響應穩(wěn)定且性能優(yōu)良，增益裕度和相位裕度充足。