電流控制技術和斜坡補償

四、電流控制技術及斜坡補償的應用

1. 平均電流法Ｂｏｏｓｔ電路設計實例

設計 1200Ｗ功率因數(shù)校正電路,采用Ｂｏｏｓｔ電路的拓撲,平均電流法的控制電路,ＵＣ3854ＢＮ的控制芯片。
電路參數(shù)如下:

輸入電壓:Ｖin=220Ｖ±25%(165Ｖ～275Ｖ);

直流輸出電壓:Ｖo=410Ｖ;

開關頻率:fs=80ｋＨｚ;

功率因數(shù):PF>0.993;

效率:?>0.95;

電感:L=600μＨ;

檢測變壓器變比:1∶100;

檢測電阻:15O。

①電流環(huán)設計為了穩(wěn)定運行,須進行電流環(huán)相位補償。

電流環(huán)補償后在開關頻率附近提供平穩(wěn)增益。在低頻的零點響應提供高增益完成平均電流控制工作。在開關頻率附近誤差放大器的增益要配合電感電流的下降沿。本設計開關頻率為80KHz,單位增益交越頻率應為14KHz(1/6 開關頻率),但本電流環(huán)的主要工作是跟蹤線電流,故10KHz 的帶寬是合適的值。電流環(huán)的零點必須設置在交越頻率上,或低于交越頻率處。如設置在交越頻率上,相位裕度有45°,低于交越頻率則相位裕度更大點。45°的相位裕度的系統(tǒng)工作穩(wěn)定、低過沖、干擾小,所以將零點設置在略低于交越頻率處(fs 為10KHz)。當極點高于開關頻率的1/2 時,極點不會影響控制環(huán)的頻率響應。為了減少對噪聲的敏感性,極點通常設置在開關頻率附近。本設計設置極點在開關頻率處(fp 為80ｋＨｚ)。設計電流環(huán)的過程為先算出零點時功率部分的增益,而功率部分增益乘以電流放大器增益為整個電流環(huán)增益,整個電流環(huán)的增益為1 時算出電流放大器的交越頻率(即零點),并且在交越頻率處電流環(huán)的增益是功率部分增益的倒數(shù),由此算出電流環(huán)的增益,由該增益算出補償網(wǎng)絡的電阻,由電阻和零點頻率算出補償網(wǎng)絡的零點電容,再由極點頻率算出補償網(wǎng)絡的極點電容。具體計算過程為:電感電流的下降沿=(Ｖo-Ｖin)/Ｌ;最壞情況(Ｖin=0),電感電流的下降沿=Ｖo/Ｌ;晶振坡度=Ｖs/Ｔs=Ｖsｆs。

因為電流放大器的輸出不能大于晶振的輸出,即電感電流的坡度不能大于晶振的坡度,所以電流放大器的增益最大時PWM 比較器的兩個輸入端信號相等,此時為:

s而零點處功率部分的增益為：

因為交越頻率處整個電流環(huán)為單位增益，所以電流環(huán)增益為1，電流環(huán)增益及交越頻率為：

即交越頻率為開關頻率的

ca G ——電流放大器的增益

id G ——功率部分的增益

se V ——晶振峰峰值

rs V ——檢測電阻電壓

ca V ——電流放大器輸出電壓

sense R ——檢測電阻

i R ——從電流檢測到電流放大器的反向輸入端

電流環(huán)的增益圖(圖13)和電流誤差放大器的電路圖(圖14)如下所示。

圖 13 電流環(huán)波特圖

圖 14 電流環(huán)誤差放大器

②電壓環(huán)設計為了工作穩(wěn)定,必須進行電壓環(huán)補償。

與穩(wěn)定性相比,功率因數(shù)校正電路電壓環(huán)更需要的是保持輸入線電流畸變小。電壓環(huán)的帶寬必須設計得足夠低以衰減輸出電容上的工頻2 次諧波;電壓誤差放大器也必須有足夠的相位裕度以在相位上跟蹤輸入電流,使功率因數(shù)提高。Ｂｏｏｓｔ電路輸出部分的低頻模式是電流源驅(qū)動電容的一階電路,功率部分和電流反饋環(huán)組成該電流源,輸出電容
組成該電容,該模式具有-20ｄＢ/十倍頻的增益特性。如果電壓反饋環(huán)在這附近閉合,它將有恒定的增益并且穩(wěn)定,但在抑制2 次諧波引起的畸變方面性能差,放大器需要一個極點以減少紋波電壓增益,并且使相移為90°,由此找到單位增益交越頻率和極點位置。電壓環(huán)的設計與要達到的ＴＨＤ有關,電壓誤差放大器輸出端產(chǎn)生的1.5%的2 次諧波將在電路輸入端產(chǎn)生0.75%的3 次諧波。

因為在設計中要求ＴＨＤ不大于3%,允許分配給電壓誤差放大器的輸出紋波比例是1.5%。為了提供足夠的相位裕度,極點設置在交越頻率上,整個回路增益將在45°的相位裕度。電壓環(huán)部分的設計從計算輸出電容上允許的 2 次諧波電壓開始,再計算電壓放大器允許的輸出2 次諧波,及由此算出電壓放大器的2 次諧波增益值,由該增益值可以算出電壓環(huán)的補償電容。功率部分的增益和電壓環(huán)的增益組成整個電壓環(huán)的增益,整個電壓環(huán)的增益為1 時算出交越頻率。再由交越頻率算出補償網(wǎng)絡的電阻。計算方式如下:

當 q=24 時,k0.105 將確保軟開關。當Ｔroff(1-Dmax)Tｓ=0.1Ｔｓ時,Troff 最小。當q=24時,k0.09。兼顧考慮,應?。?0.09;

③ Lr=6.5μＨ,其值根據(jù)ｋ求得;

④ Ls=30μＨ,確定Ｌｓ值最直接的方法是要求Ｖr 工作范圍滿足Ｖ/10ＶｒＶ/2。Ｌｓ值大小的選擇應確保在所有的輸入電壓范圍內(nèi)Tron 和Troff都是有效的,并且采用PFC 時達到最小的電壓應力;

⑤ Cs=2μＦ,在整個開關周期內(nèi)ＣS 可被看作是相對恒定的值。這樣可保證Ls 和Cs 的諧振周期是開關周期的若干倍。
2.峰值電流控制芯片UC3846 進行斜坡補償電路設計舉例

主電路拓撲采用雙管正激電路

UC3846 的斜坡補償選擇電路根據(jù)峰值電流控制的電路圖可以看到,加入斜坡補償有兩種方法,一種是將斜坡補償信號加到電流檢測信號中,前一種實現(xiàn)方法簡單,但由于斜坡補償信號的加入,有可能在實現(xiàn)電流限制功能時產(chǎn)生誤差。
第二種方法實現(xiàn)時必須滿足兩個條件:①在開關頻率附近,電壓放大器的增益必須為一個固定的常數(shù)Ｒ1/Ｒ2;②當射極斜坡補償時,電流放大器和電壓放大器都必須考慮進去。參數(shù)選擇采用單端正激電路設計1000Ｗ通信電源,以UC3846 作為控制芯片,交流輸入165～275Ｖ;輸出50V,20A;工作頻率80k Hz;匝比8/1（Np/Ns）,檢測電阻Rsense=0.4O;輸出電感
L=40uH;晶振電容CT=1nF;死區(qū)時間0.145us。