隔離式低壓/大電流輸出DC/DC變換器中幾種副邊整流電路的比較

(a)二極管倍流整流(b)MOSFET倍流整流(c)原理波形

（2）t1—t2：變壓器副邊繞組電壓為零，整流管SR1、

SR2都導通。通過電感L1、L2的電流都在減小，處于續(xù)流狀態(tài)。對應關系式為：VL1=－V0=L1（3）VL2=－V0=L2（4）

（3）t2—t3：變壓器副邊繞組上為負壓,功率管SR1

處于導通狀態(tài)，SR2處于關斷態(tài)，電感L1上電流下降，L2上電流上升。對應關系式為：VL1=－V0=L1（5）VL2=V2－V0=L2（6）

（4）t3—t4：變壓器副邊繞組電壓為零，整流管SR1、SR2都導通。通過電感L1、L2的電流都在減小，處于續(xù)流狀態(tài)。對應電路方程與t1—t2時段相同。

在一個完整的開關周期Ts中，通過電感L1、L2的電流，都是在各自的0～DTs時間段內增加；在（1－D）Ts時間段內減小，且兩段時間內電流增加量與減小量相等。對應如下關系式：L=V2－V0，L=V0，Δi(＋)=Δi(－)

整理后可得：

V0=DV2(7)

式中：D=tON/Ts

倍流整流，其實質就是兩個電感的交錯并聯(lián)。電感L1與L2上的電壓和流過電流相位相差180°，在變壓器副邊繞組電壓非零時，流過L1、L2的電流一增一減，實現(xiàn)了iL1、iL2的紋波電流互消，從而使總的負載電流（i0=iL1＋iL2）紋波大大減小。在輸出電壓紋波要求相同的情況下，這種倍流整流方式使得L1、L2顯著減小，加快了功率級的動態(tài)響應。

電感L1、L2電流波形相差180°，其合成電流（i0=iL1＋iL2）紋波峰峰值與iL1、iL2紋波峰峰值的關系，用電流互消比例K12表示，K12與占空比D有關，關系式如下：K12=2－（D≤0.5）（8）

其對應的關系如圖6所示。從圖6可以直觀地看出，當D=0.5，即V2=2V0時，才有完全的紋波互消作用（輸出電流實現(xiàn)零紋波），D偏離0.5越遠，紋波互消作用越差。當D=0.25時，紋波互消比例只有67％。因此，在倍流整流拓撲中，為了利用其紋波互消作用，希望D在0.5附近。

3幾種整流電路的比較

為了充分認識半波整流、全波整流和倍流整流拓撲的優(yōu)缺點，便于優(yōu)化選擇，下面從整流管導通損耗，磁性元件尺寸，大電流繞組連接點數(shù)，SR驅動方式，原邊適用拓撲等多個方面對三種整流方式逐一進行比較。比較基于相同條件下進行，即變換器功率等級，開關頻率fs，副邊電壓Vsec的幅值V2，各拓撲對應定義的占空比D，輸出電壓VO及其紋波ΔVO要求，輸出濾波電容C相同。

圖5全橋整流—倍流整流演化過程簡圖

圖6電感電流紋波互消作用示意

3.1整流管導通損耗

（1）半波整流拓撲tON時段內，負載電流IO流過SR1；在tOFF時段內，IO流過SR2。因此在一個開關周期Ts中，兩整流管總的導通損耗，相當于負載電流流經一個整流管的導通損耗（損耗計算公式用MOSFET）?；娟P系式為：

Phw=m·IO2Rds(on)(9)

式中：m為用作SR1或SR2的MOSFET的并聯(lián)個數(shù)（SR1、SR2并聯(lián)個數(shù)一般相等）；

Rds(on)為MOSFET導通電阻。

（2）中心抽頭全波整流tON時段內，負載電流IO流過SR1或SR2；tOFF時段內，負載電流在兩個整流管上平分，從而減小了tOFF時段內整流管的導通損耗，當用肖特基二極管作為整流管時，因肖特基伏安特性為指數(shù)關系，損耗降低量并不太明顯。當采用MOSFET作為同步整流管，其電壓電流近似呈線性關系，損耗降低得非常明顯，一個周期內整流管總的導通損耗近似為：Pfw=m··IO2Rds(on)

D1（10）

（3）倍流整流拓撲SR1、SR2中的電流流通情況與全波整流相似。一個周期內整流管總的導通損耗近似為：Pcd=m··IO2Rds(on)

D0.5（11）

三種整流方式整流管的導通損耗（基準值取為m·IO2Rds(on)）與D的對應關系示于圖7。由圖7可知，D越小，全波整流和倍流整流拓撲中整流管的導通損耗與半波整流相比越小。從損耗角度考慮，當工作在Dmax（全波整流：Dmax=1；倍流整流：Dmax=0.5）附近時，后兩種整流拓撲與半波整流相比，并無多大優(yōu)勢。

3.2磁性元件

（1）濾波電感

①半波整流拓撲電感上電壓頻率與開關頻率fs相同，滿足規(guī)定紋波要求的電感量[7]為：Lhw=(12)

②中心抽頭全波整流拓撲電感上電壓頻率為