UCC3858的設計特點、引腳功能與電氣參數

FBL（9腳）：頻率折反電平選擇。在頻率折反開始時，選擇電壓誤差放大器的輸出電平。關閉芯片工作可通過讓“FBL”折反電平腳低于05V來實現(xiàn)。

FBM（11腳）：最小頻率基準值。用一只電阻器接在該腳與VREF端之間，即可在折反模式期間設置最小的頻率值。一旦確定了RT和CT的數值，就可用下式來求出RFBM的數值：

RFBM=〔0.857/(CT·fmin)－RT〕

該電阻將把最小折反頻率調節(jié)到fmin。該腳也合并了一種讓折反無效的功能：當負載變化阻滯時，它能使該部分電路快速回復到正常的工作狀態(tài)。在折反無效模式時，會迫使該腳低于15V，此時集電極開路。

GND（16腳）：接地端。所有的電壓測量都是相對于地線（零電平）為準。VDD和VREF應選用一只01μF或較大的陶瓷電容器直接對地旁路。另外定時電容器的放電電流也返回該腳，所以由CT接地的引線應盡可能短并走直線。

IAC（1腳）：輸入交流電流。該腳輸入到模擬乘法器的是一個電流信號。乘法器設計的使該電流輸入（IIAC）到MOUT（輸出端）的失真很小。還需要一些對地旁路的噪聲濾波電容（470pF）。

MOUT（3腳）：乘法器輸出端。模擬乘法器的輸出端和電流放大器的同相輸入端被一起接到該MOUT腳。因乘法器的輸出是電流信號，該腳具有高阻抗輸入，所以放大器可構成一個差分放大器以抑制地線噪聲。該腳電壓也用于實現(xiàn)峰值電流限制。

OUT（15腳）：柵極驅動輸出端。PWM的輸出是一個圖騰柱式MOSFET柵極驅動器。建議柵極串聯(lián)電阻器（最小5Ω），以防止柵極阻抗與輸出驅動器之間的相互影響，它可能引起柵極驅動的極度過沖。

RT（13腳）：振蕩器的定時電阻器。從RT接地的電阻器用于確定振蕩器的放電電流。

SYNC（10腳）：振蕩器的同步輸入端。在DC/DC變換級讓PFC同步于一后沿調制器。同步脈沖產生于順向調節(jié)器的正極性輸出沿，并施加在該腳。IC內部時鐘被復位在該同步輸入的上升沿（充電升高時）。

VA玻7腳）：電壓放大器的反相輸入端。通常該腳經一個分壓器網絡接到Boost變換器的輸出端。該腳也是過壓比較器的輸入，如果該腳的電壓超過315V，那么比較器的輸出則被終止。

VAO（8腳）：電壓放大器的輸出端。跨導放大器的輸出可調節(jié)輸出電壓。電壓放大器的輸出在IC內部被限制在約6V，以限制功率。它也被用于確定頻率折反模式。補償網絡由該腳接地。

VDD（14腳）：正極性電源電壓。在正常工作時的電壓值為13V～17V，它接到一個穩(wěn)壓電源（最小提供20mA）。將VDD直接對地旁路，以便吸收電源電流尖峰，它是在對外部MOSFET柵極電容充電時所需要的。為了防止不恰當的柵極驅動信號，只有當VVDD超過較高的欠壓閉鎖門限電壓并維持高于較低的門限電平，輸出器件才能輸出信號。

VREF（4腳）：基準參考電壓端。VREF是一個精密的75V電壓基準輸出端。該輸出能提供10mA給周圍的電路，并由內部限制短路電流。當VVDD過低時，將使VREF無效，并維持在0V。為了最佳的穩(wěn)定性，用一只01μF或較大的陶瓷電容器將VREF對地旁路。

4UCC3858的應用與電路分析

UCC3858的典型外圍應用電路如圖3所示。它設計在低的適中功率應用場合時，使功率因數校正Boost變換器的性能達到最優(yōu)化，特別是在輕負載時的效率高是關鍵性的。而UCC3858的基本電路結構，仍類似于工業(yè)標準的UC3854系列控制器，但增加了幾個不同的特性。

圖3所示的典型應用電路表明了怎樣用順向變換器來獲得最佳性能。

（1）芯片的偏置電源和起動

采用Unitrode的BCDMOS工藝來制作UCC3858是為了實現(xiàn)最小的電源起動電流（典型值60μA）和電源工作電流（典型值3.5mA）。這導致了有重要意義的較低功耗，可用小功率的充電電阻器來起動IC，增加了輕載時的系統(tǒng)效率。較低的電源電流，配合寬的欠壓鎖定滯后（1375V導通，10V截止），提供既有相同起動又有自饋電供電的工作時機，如圖3所示。

（2）輕載時的振蕩器和頻率折反

UCC3858的振蕩器可調節(jié)到與順向變換器同步工作，也可作為一臺單獨的振蕩器工作。振蕩器的簡化方框圖和相關電路如圖4所示，其有關的工作波形見圖5。在SYNC同步腳的上升沿起動時鐘周期，它是通過以額定的內部電流ICHnom=19·IDIS對CT腳充電來實現(xiàn)。

一旦穿越斜坡電壓的高門限電平（45V），將設置內部鎖定，并且CT腳開始按一個速率（IDIS=3/RT）放電，它由接RT腳的電阻器來調節(jié)。當沒有同步脈沖時，CT一直放電到斜坡電壓的低門限電平（10V），并調節(jié)振蕩器的自由振蕩頻率，它由式（1）給出。在作同步的應用中，RT與CT數值選擇，應使其自由振蕩頻率始終低于同步時的頻率。f==0.814（1）

圖3UCC3858的典型外圍應用電路圖（原圖未做格式處理）

當VAO下降到低于由FBL設置的門限電平時，振蕩器進入頻率折反模式，并使同步失效。

通過減小振蕩器的充電電流可完成頻率的折反。如圖4所示，通過VAO與FBL之差調節(jié)電流Icsub，它減去用于CT充電的電流。電容器的有效充電電流由（ICHnom－Icsub）給出。為了避免變換器工作在低頻范圍（例如音頻），充電電流應不允許過分低。變換器的最小頻率由流入FBM腳的電流Imin來調整，它設置最小的充電電流，設置所需最小頻率的RFBM數值由下式得到：RFBM=(2)

圖6示出頻率折反特性曲線。當變換器出現(xiàn)低功率模式時，讓時間恢復正常模式工作（即回到正常的或者同步的頻率工作），它必須是最小值。在PFC電路中，所給的電壓誤差放大器的響應是很慢的，VAO腳的變化并非是負載條件變化的最佳指示器。UCC3858提供了一個解決途徑：當FBM被拉低到小于15V時，正常模式能瞬時恢復。

一個典型的接口應包含順向變換器（帶有固有的緩沖和濾波）的誤差放大器的輸出端，以驅動一只NPN開關管，使FBM端被拉低到GND地電平（零值）。緩沖器和濾波器應保證開關管，僅在順向變換器的誤差放大器處于高度飽和狀態(tài)時導通，作為預置的飽和持續(xù)時間則由負載增加而引起的輸出電壓下降來顯示。當仍然利用UCC3858的其它特性時，F(xiàn)BM輸入端也會永久地被拉低，使頻率折反模式完全失效。如果讓FBL腳低于05V，那么該腳也可以充當使芯片失效的輸入端口。

圖4振蕩器框圖（原圖未做格式處理）

表2同步對Boost變換器電容器電流的影響

（3）減小電容器紋波的措施

對于DC/DC變換級采用Boost變換器的功率系統(tǒng)，使二個變換器同步是有好處的。除了諸如低噪音、穩(wěn)定性好等一般優(yōu)點外，固有的同步能夠大大地減小Boost電路輸出電容器上的紋波電流。圖7說明了當圖示PFCBoost變換器與簡化的正向變換器輸入聯(lián)接在一起時，固有的同步效果。在單級開關期間，電容器的電流取決于開關管Q1和Q2的工作狀態(tài)，如圖8所示。

它可以看成是在兩個變換器上維持常規(guī)的后沿調制的同步方案，電容器電流的脈動為最高值。當Q1截止與Q2導通的重迭段為最大值時，可最有效地消去紋波電流。實現(xiàn)這一目標的方法之一是使Boost二極管D1的導通與Q2的導通同步。這種處理方式意味著：Boost變換器是用前沿脈寬調制，而正向變換器卻采用傳統(tǒng)的后沿脈寬調制。為了充分發(fā)揮容易同下級變換器同步的優(yōu)點，所以把UCC3858設計成一個前沿調制器，表2對由UCC3858使D1/Q2同步的電流ICBrms，與其它用于200W系統(tǒng)，且VBST=385V時，末端Q1和Q2同步導通時的電流ICBrms進行了比較。

表2說明了由于采用UCC3858促成的同步方案，Boost電容器的紋波電流在普通電網電壓時可減小50％左右，而在高電網電壓時可減小約30％。如果輸出電容值的選擇由脈動電流來確定，那么其容量可大大地減小，或者電容器的壽命得以增加。

用另一種同步方法達到相同的紋波降低也是有可能的。這種方法就是Q1的導通同步于Q2的截止。然而用這種方法減小幾乎相同的紋波并維持在兩個變換器上均為后沿調制，要實現(xiàn)同步是非常困難的，并且電路會變得對噪聲敏感。

（4）基準參考信號（IMULT）的產生

像UC3854系列那樣，UCC3858也有一個模擬計算單位（ACU），它為電流誤差放大器產生一個基準電流信號。ACU的輸入，是與電網電壓的瞬時值，輸入電壓的RMS，以及電壓誤差放大器的輸出成比例的信號。但不同于傳統(tǒng)的RMS電壓檢測技術之處在于UCC3858使用了一種正在申請的專利技術，它簡化了RMS電壓發(fā)生器，并消除了由于原先技術引起的性能退化。采用圖9中所示的新穎技術，消除了為產生VRMS所需要的外部雙極點濾波器。

換句話說，IAC腳上的電流是被鏡像的數值，它在半個周期之中用于對外部電容器CRMS進行充電。CRMS腳上的電壓為積分的正弦波形，并由式（3）及式（4）得出：VCRMS=·（1－cosωt)(3)VCRMS(pk)=(4)

圖5振蕩器的工作波形