脈沖變壓器的磁學(xué)（下）

25所示。U2和負(fù)載兩端的電壓非常地接近。LL的阻抗和頻率f成正比。CD的阻抗和頻率f成反比。兩者引起的效應(yīng)是：當(dāng)f∞則U20，如圖26所示。

高頻響應(yīng)主要是漏電感和分布電容起作用。當(dāng)這些參數(shù)值很低時，就能得到比較好的高頻響應(yīng)。

7.3運(yùn)行的頻率響應(yīng)

在理想的情況下，變壓器的運(yùn)行區(qū)間在它頻率范圍之內(nèi)，變壓器就相當(dāng)于一個理想元件。,如果RSOURCERLOAD則U2=U1

在實際等效電路參數(shù)下，會使輸出電壓減小一些，這種衰減通常用插入損耗（dB）來表示。

插入損耗（dB）=10log（U2/U1）

　　綜合7.1～7.3節(jié)可得到圖27所示的頻響曲線。

8時域響應(yīng)特性

圖32脈沖平頂響應(yīng)

圖31脈沖平頂響應(yīng)的等效電路

圖33下降沿等效電路

圖34下降沿的響應(yīng)

圖35變壓器的脈沖響應(yīng)

本節(jié)將給出一個簡單脈沖變壓器的時域響應(yīng)特性的簡單說明。完整的含有許多方程分析起來相當(dāng)復(fù)雜，為了簡化分析，在本節(jié)中做下列假設(shè)：

（1）繞組電阻和源電阻及負(fù)載電阻相比是可以忽略的；

（2）漏電感可以集中在一項里；

（3）磁芯損耗電流和負(fù)載電流相比可以忽略；

（4）繞組之間的電容效應(yīng)可以忽略。

這些假設(shè)對大多數(shù)實際情況來說是可行的，不會改變所獲得基本特性的數(shù)據(jù)。在此假設(shè)下，可把圖22的等效電路簡化成如圖28所示。

8.1脈沖上升沿響應(yīng)

等效電路如圖29所示。對于瞬間變化的輸入電壓而言，加在它上面的開路電感的阻抗是趨向無限大，可以忽略。假設(shè)源電阻R1也可忽略。

在此假設(shè)下，計算節(jié)點(diǎn)X的電流，并通過對它的方程求導(dǎo)數(shù)就能得到二次微分方程：這個方程的解是：

U2=U1(1＋Ae－αt＋Be－βt)(23)

圖27變壓器的頻率響應(yīng)

圖26高頻響應(yīng)

由這個方程得出的波形如圖30所示。超調(diào)量和波形的上升時間取決于R2，L2和CD的值。

8.2脈沖平頂響應(yīng)

在脈沖上升沿的過渡過程結(jié)束后，就進(jìn)入理想脈沖的第二階段，脈沖平頂響應(yīng)部分。其等效電路如圖31所示。漏電感遠(yuǎn)小于開路電感，可以忽略。在脈沖峰值持續(xù)期間分布電容上電壓的變化率是很小的，通過它的電流比負(fù)載電流很小，所以它也可以忽略。

在此假設(shè)下，我們再一次計算電流，并通過它的方程對時間求導(dǎo)數(shù)，就能得到一次微分方程：此方程的解是：

負(fù)載電壓離開初始值后按指數(shù)規(guī)律下降，如圖32所示。下降速率和開路電感成反比，即開路電感L0數(shù)值愈大，在脈沖持續(xù)期間，負(fù)載電壓偏離初始值就愈小。

8.3脈沖下降沿響應(yīng)

等效電路如圖33所示。漏感通常比開路電感小，可以忽略。

在此假設(shè)下，先計算電流，然后再通過它對時間求導(dǎo)數(shù)，可以得到二次微分方程：此方程的解是：U2=U1(Aeαt＋Beβt)

　　波形的形狀取決于開路電感和CD的數(shù)值。

如果磁芯的勵磁電流可以忽略，則其衰減的波形，一般來說是指數(shù)衰減的阻尼正弦振蕩，如圖34所示。

如果忽略了過大的勵磁電流，隨著磁場的衰減，將會發(fā)生一個再生電動勢，引起一個很大的下沖。

綜合8.1和8.3節(jié)的結(jié)果，就能得到完整的脈沖響應(yīng)曲線，如圖35所示。為了清楚起見，圖中的過渡過程和下降的峰值是被放大了的，在一個好的變壓器設(shè)計中，這些將是很不顯著的。