DC-DC電荷泵的研究與設計
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電源是電子設備的心臟部分，其質量好壞直接影響著電子設備的可靠性。隨著電子技術的不斷發(fā)展，功耗、體積及轉換效率等要求的不斷提高，開關電容技術在電源中得到了越來越廣泛的應用。開關電源頻率要高，這樣動態(tài)響應才能快，配合高速微處理器工作是必須的，也是減小體積的重要途徑。電器產品的體積重量與其供電頻率的平方根成反比，所以當把頻率從工頻50Hz提高到20kHz時，用電設備的體積重量大體上降至工頻設計的（5～10）％。由于功率MOS管具有快速開啟、關斷的特點，滿足高速開關動作的需求，這正是開關電源實現(xiàn)變頻帶來明顯效益的基本原因。單片開關電源采用電荷泵技術通過功率MOS管控制電容的充放電來實現(xiàn)電壓的轉換，從而極大地縮小了電源體積，提高了轉換效率，具有高集成度、高性價比、最簡外圍電路、最佳性能指標等優(yōu)點，一般說來其重量是線形電源的1/4，體積是其1/3。本文從電荷泵的基本原理[1]出發(fā)，設計開發(fā)了一種負電壓電荷泵，詳細分析了它的工作原理，并在基本模型的基礎上針對開關速度以及功耗和轉換率等方面提出了一定的改進。
2 Dickson電荷泵基本原理
最早的理想電荷泵模型是J. Dickson在1976年提出的，其基本思想就是通過電容對電荷的積累效應而產生高壓使電流由低電勢流向高電勢，當時這種電路是為了提供可擦寫 EPROM所需要的電壓。后來J. Witters, Toru Tranzawa等人對J . Dickson的電荷泵模型進行改進，提出了比較精確的理論模型，并通過實驗加以證實提出了一些理論公式。隨著集成電路的不斷發(fā)展，基于低功耗、低成本的考慮，電荷泵在集成電路中的應用越來越廣泛了。圖1為簡單的倍（multiplier charge pump）開關電源的基本原理圖[1]。
當f 為低電頻時，MD1管導通，Vin對與結點1相連的電容進行充電，直到結點1的電壓為Vin-Vtn；當f為高電頻時，結點1的電壓變?yōu)閂f+Vin- Vtn，此時MD2導通，對與結點2相連的電容進行充電，直至結點2的電壓變?yōu)閂f+Vin-2Vtn；f再度變?yōu)榈碗婎l，結點2上電壓為2Vf+Vin -2Vtn；如此循環(huán)，直到完成四級電容的充放電，可以推得輸出電壓：
Vout=Vin+4 (Vf-Vtn)-Vtn
由此可以得到對于N級倍壓電荷泵的電壓增益為：
Vout=Vin+N(Vf-Vtn)-Vtn (1)
但在實際電路中由于Vf受到開關管寄生電容Cs的影響，其真實值應為
Vf=(C/(C+Cs))Vf (2)
將(2)式代入(1)式可得
Vout=Vin+N((C/(C+Cs))Vf-Vtn)-Vtn (3)
當考慮負載后，由于負載會從電路中抽取電流Iout，負載上具有NIout/((C+Cs)fosc)大小的壓降，代入(3)式得到輸出電壓
Vout=Vin+N ((C/(C+Cs))Vf -Iout/((C+Cs)fosc-Vtn))-Vtn (4)
對于Dickson型電荷泵，單級電壓增益
Gv=VN-VN-1=( C / ( C + Cs ) )Vf
- Iout / (( C + Cs ) fosc)- Vtn
Dickson倍壓電荷泵需要滿足很重要的一個條件就是
（C/(C+Cs)）Vf-Vtn-Iout/((C+Cs)fosc)＞0
由于該式與N無關，故而從理論上來說，電壓可以通過倍壓泵放大從而得到理想的電壓值。
3 Dickson電荷泵模型的推廣
由Dickson電荷泵理論可以推廣得到產生負電壓的開關電容電路，如圖2所
其基本原理與Dickson電荷泵是一致的，但是利用電容兩端電壓差不會跳變的特性，當電路保持充放電狀態(tài)時，電容兩端電壓差保持恒定。在這種情況下將原來的高電位端接地，從而可得到負電壓輸出。由原理圖分析可知，當時鐘信號為高電頻時功率開關管S1、S2同時導通，S3，S4同時關斷，VIN對電容 CFLY進行充電，Vcap+=VIN-Vtp-Vtn，Vcap-= Vtn；當時鐘信號為低電頻時S1、S2關斷，S3，S4同時導通，CFLY上存儲的電荷通過S3，S4傳送到Cout上，由于Cout高電位端接地，故輸出端VOUT=－(VIN-Vtp)。當考慮負載后，由于負載會從電路中抽取電流Iout，負載上具有-Iout/((C+Csn+Csp)fosc) 大小的壓降，輸出電壓
VOUT=－(VIN-Vtp-Iout/((CFLY+Csn+Csp)fosc)
-Iout/((COUT+Csn+Csp)fosc)) （5）
4 對輸出為負電壓電荷泵的改進
（1）功率MOSFET作為開關管的特點：
圖2中的S1、S2、S3、S4采用功率MOS管器件，功率MOSFET是壓控元件, 具有輸入阻抗大、開關速度快、無二次擊穿現(xiàn)象等特點。功率場效應管(MOSFET)由于是單極性多子導電，顯著地減小了開關時間。但是對于MOS管來說決定開關速度的因素有二：一是開關電容的導通電阻，二是充放電電容的大小，為了獲得較高的采樣速度需要采用大寬長比的器件（采用大尺寸的功率MOS管）和較小值的電容。然而柵極的驅動速度在很大程度上也決定了功率MOSFET 的開關速度,這就需要提供具有高速驅動能力的電路來滿足這一要求。為了減小開關時間，對MOS管的驅動電路進行一定的改進。實際應用中功率MOSFET的輸出級還要帶負載,因此影響開關速度的大小不光有驅動速度的問題,還有輸出負載大小的問題。
（2）功率MOSFET驅動特性分析：
功率MOSFET的極間電容較大，其等效電路如圖3所示[3],輸入電容Cin=CGS+CGD，輸出電容COUT=CDS+CGD，CGD作為反饋電容。
開關管開通延遲時間td=-CinRonln|1-VGS/VGG|
上升時間tr=2.2Ron(Ciss+(1-A)Cgd)，其中A為與△VDS/△VGS相關的系數(shù)。
整個開通時間ton=td+tr ?。?）
由于Ron=VGS/IOM為開關管的導通電阻，代入式（6）可得：
（7）由(7)式可知，開關的導通速度與通過開關的電流大小成正比，電流越大，ton越小，開關的速度越快。為提高MOSFET管的驅動速度,要求驅動電路:
a)能夠提供足夠大的驅動電流, 即驅動電路的充電電阻要充分小, 以縮短導通時間。
b)具有足夠的泄流能力, 即放電電阻要充分小,以提高開關管的關斷速度。
根據(jù)以上要求，考慮到由于三極管的導通電阻小的特點，并且對管互補作用消除了少數(shù)載流子存儲時間的影響，可以達到很高的驅動速度，因此采用互補對稱型射極輸出器(圖4)來驅動功率MOS
該驅動電路利用V4、R1、R2組成模擬電壓源，產生正向偏壓，使其值等于或稍大于導通電壓，只要有信號輸入，R1、R2即可輪流導通，克服了互補對稱管必然存在的交越失真現(xiàn)象。忽略IB4，
5 時鐘控制信號
（1）為了提高MOS管的開關速度，我們來考察一下電容兩端電壓與時間的關系從而確定最小時鐘周期，減小功耗，提高轉換效率。
在不考慮溝道調制效應的前提下，電容在放電過程中所產生的電壓輸出與時間的關系：
VOUT=
(8)其中t1為充電過程中MOS管從飽和導通到進入線性區(qū)的時間是一個和工藝有關的常數(shù)。
充電過程的輸出電壓和時間的關系：
VOUT=VDD-VTH-
(9)由(8)、 (9)兩式明確了輸出電壓與時間的比例關系后根據(jù)工藝和仿真工具確定最小時鐘頻率，既要保證電容充放電完全又要盡量使用高頻時鐘減小電路功耗提高轉換率。
（2）為了避免電容在沒有完全充放電時即進入相對工作狀態(tài)影響導通時間的準確性及對開關管性能的影響采用非交疊時鐘信號。圖5即為非交疊時鐘的產生電路，CLK為原始的時鐘信號，Φ1和Φ2為相位相反的非交疊時鐘信號。
6 仿真結果
本文介紹的電路采用貝嶺1μP阱工藝在Cadence IC 5.0下仿真工具SPECTRE的電路仿真波形如圖6所示。
由仿真結果可知輸出基本達到了預定要求-3V，誤差不超過0.09V
小結
本文介紹了一種采用開關電容技術產生負電壓的電荷泵電路，通過對其工作原理的分析找到一系列改進性能的切口。同時通過提高MOS管的驅動，提高了開關管的速度，增強了電路的穩(wěn)定性及轉換效率，實踐證明這一電路是很有使用價值的。
參考文獻：
[1] JOHN F DICKSON. On chip High-Voltage Generation in MNOS Integrated Circuits Using an Improved voltage Multiplier Technique. IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, JUNE 1976:374
[2] Toru Tanzawa and Tomoharu Tanaka. A Dynamic Analysis of the Dickson Charge Pump Circuit. IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, AUGUST 1997;VOL.32: 1231
[3] 張立等. 現(xiàn)代電力電子技術. 科學出版社. 1995
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