零電壓開關(guān)不對稱半橋DC/DC變換器

0 引言
不對稱半橋DC／DC變換器具有軟開關(guān)工作、器件數(shù)量少以及控制簡單等優(yōu)點，因此，在不超過1000W的中小功率變換電路中得到廣泛的應(yīng)用。但是，在傳統(tǒng)的不對稱半橋電路拓撲中，只有在變壓器漏感和主開關(guān)的寄牛電容產(chǎn)生諧振時才能實現(xiàn)零電壓開關(guān)，因此，為了實現(xiàn)軟開關(guān)，諧振電感(即變壓器漏感)的值必須足夠大．而諧振電感與輸出整流二極管的寄生電容在換流過程中會發(fā)生嚴(yán)重諧振，產(chǎn)生電壓沖擊，甚至擊穿輸出二極管，而且大的漏感會導(dǎo)致大的占空比丟失。
為避免輸出二極管誤工作和損壞，必須限制由變壓器漏感和二極管寄生參數(shù)諧振產(chǎn)生的過電壓。通常，在二極管兩端加箝位和吸收電路可以限制該過電壓，例如，經(jīng)常使用的方法是在二極管兩端加電阻-電容-二極管吸收電路(RCD電路)來抑止過電壓。但該電路最大的缺點是能量幾乎全部消耗在電阻上，這將明顯降低該變換器的效率。另外，電壓的波動會持續(xù)以較低的頻率出現(xiàn)，而且很難消除。

1 箝位二極管的作用
一個很好的解決方案是在變壓器Tr的原邊加箝位二極管，如圖1所示： 加箝位二極管的目的是在不改變變換器工作特性的前提下，消除輸出整流管換流時與外部電感諧振疾生的過電壓，通過這兩個二極管將變壓器Tr原邊電壓箝位在電容C3和C4的端電壓Vc1和Vc2。其過程為：如果開關(guān)S1導(dǎo)通占空比為D，則S，的占空比為1-D，當(dāng)S1導(dǎo)通跡變壓器原邊的電壓通過二極管Dg1箝位為Vc1，當(dāng)S2導(dǎo)通時，變壓器原邊的電壓經(jīng)Dg2箝位為-Vc2，相應(yīng)地副邊的電位也箝位住了，輸出整流二極管(Dr1和Dr2)上也不會出現(xiàn)明顯的電壓沖擊。此時，輸入電壓源和電容通過箝位二極管吸收輸出整流管與外部電感諧振產(chǎn)生的能量，而通過箝位二極管的電流很小，而且它們只在輸出整流管換流時才起作用，因此，它們對整個變換器的工作過程影響很小。
通過變壓器原邊的箝位和減小變壓器漏感，完全去掉輸出整流管端的RCD吸收電路是可能的。但是，變壓器的漏感不可能完全消除，只通過原邊的箝位有時不能抑制住輸出整流二極管端的過電壓，還必須在輸出整流二極管端并聯(lián)RCD吸收電路，此時RCD吸收電路只起輔助作用，它的各參數(shù)取值也與只使用只CD吸收電路時不同，通常取較小的電容和相對大的電阻為宜。
這種變壓器原邊帶箝位電路的方法只適用于諧振電感電流不連續(xù)的工作狀態(tài)(DCM)。下面具體分析該電路實現(xiàn)零電壓開關(guān)的過程。

2 工作過程分析
為了簡化分析，我們做如下假定：
1)開關(guān)管S1和S2看作理想開關(guān)分別與寄生電容(C1、C2)、反向二極管(D1、D2)并聯(lián)，不考慮MOSFET管反向漏電流；
2)變壓器簡化為理想變壓器廾聯(lián)激磁電感(Lm)、串聯(lián)漏感(L1k)的模型；
3)電容C3和C4看作恒定的電壓源；
4)輸出看作恒定的電流源，其值為Io；
5)考慮二極管D1、D2、Dc1、Dr2的換流效應(yīng)；
6)其他器件為理想器件，電路進入穩(wěn)態(tài)；
由圖1可知，當(dāng)S1導(dǎo)通時，A點的電壓為DE，而一個周期內(nèi)電感Lm、L1k及Lr上的平均電壓為0，因此，電容C2上的電壓為DE，而電容C1上的電壓為(1-D)E。輸出整流二極管Dr1、Dr2的導(dǎo)通時間是不等的，變壓器原邊的正向電流和反向電流并不相等，電感Lm可以吸收其差值以保證流過電容C3和C4的平均電流為零。
該變換器的一個開關(guān)周期叮以分為12個工作階段，其工作波形如圖2所示，其中vGS1和vGS2分別是S1和S2的驅(qū)動波形?？梢钥吹角鞍雮€周期和后半個周期里工作波形是對稱的，工作過程是類似的，所以，下面只分析半個周期的6個工作階段，分別如圖3所示的6個等效電路。

1)階段1[t0~t1]在t0時刻S1導(dǎo)通，原邊電流流過S1，方向如圖3(a)所示，大小為額定負載電流In與激磁電流iLM的和Io+iLM。A、B之間的電壓為(1-D)E，激磁電感Lm吸收能量，電容C3放電。此階段是功率傳送階段，在t1時刻S1關(guān)斷時，該過程結(jié)束。
2)階段2[t1~t2] S1關(guān)斷電流在C1、C2間開始環(huán)流，電容C1線性充電，電容C2線性放電，因此，S1為零電壓關(guān)斷。A、B間電壓也開始線性下降，在t2時刻VAB電壓為零時，該階段結(jié)束。
3)階段3[t2~t3] VAB電壓為零，輸出整流二極管短路(Dr1、Dr2換流)，輸出端吸收激磁電流，電感Lr、L1k和電容C1、C2諧振以實現(xiàn)工作狀態(tài)的轉(zhuǎn)化。
4)階段4[t3~t4] 電感Lr、L1k殘留的能量通過二極管D2饋還電源，當(dāng)iLr為零時，S2導(dǎo)通，此階段結(jié)束，S2為零電壓開通。
5)階段5[t4~t5] 在t4時刻S2導(dǎo)通，諧振電流iLr改變方向，Lr、L1k上的電壓為DE，iLr反向線性增加為Io+iLM，此階段結(jié)束。
6)階段6[t5~t6] 在階段5結(jié)束時，輸出整流二極管Dt2被關(guān)斷，變壓器原邊側(cè)的電壓迅速上升。由于電感Lr與箝位及整流二極管寄生電容的諧振，變壓器原邊側(cè)的電壓會高于穩(wěn)定值DE，此時，二極管Dg2箝位點C的電位，諧振電容通過電感Lr釋放能量。
接下去的下半個周期的6個工作階段和上面所述的類似，不再詳述。其波形詳見圖2。從已經(jīng)分析的上半個周期的6個工作階段以及類推的下半個周期的6個工作階段可以得知：S1、S2都工作在零電壓開關(guān)狀態(tài)。每個開關(guān)的電壓應(yīng)力為E，通過箝位二極管Dg1、Dg2變壓器Tr原邊電壓UCB被箝位在-DE和(1-D)E之間，則Tr副邊的電壓也得到箝位，輸出整流二極管Dr1、Dr2上也不會出現(xiàn)明顯的電壓沖擊。

3 輸出特性分析
由上面工作過程的分析可知，箝位二極管Dg1和Dg2的引入，并沒有明顯改變變換器的工作特性。其原因有二：其一是通過該箝位二極管的電流很小，其二是它們只在輸出整流二極管換流時才起作用，作用時間很短，因此，引入箝位二極管并沒有改變變換器的工作特性。該變換器的直流增益q為

式中：Vo′、Io′分別是輸出電壓、電流折算到原邊的值。
由式(1)可見，該變換器的直流增益是諧振電感Lr上平均電壓降△V(=4LrfsIo′)和占空比D的函數(shù)。輸出特性可由圖4表示。

4 實驗結(jié)果
為了驗證以上的分析，制作了一臺直流輸入300~450V，輸出54V／6A的不對稱半橋?qū)嶒灅訖C，它的規(guī)格和主要參數(shù)為：
輸入電壓 300~450V；
輸出電壓 50V；
輸出電流 0~6A；
工作頻率 100kHz；
主開關(guān)S1和S2 IRF840；
箝位二極管Dg1和Dg2 MUR860；
整流二極管Dr1和Dr2 30CP0150；
諧振電感Lr 40μH；
變壓器的參數(shù) n=50：20：20，Lm=1.2mH，Ls=162μH。
圖5(a)是S1正常工作時的vGS1和vDS1波形，S2正常工作時的vGS2和vDS2波形和圖5(a)類似，它們都是在電壓為零時開通。圖5(b)是S1一個周期內(nèi)承受的電壓和流過的電流的波形圖，圖5(c)是S2一個周期內(nèi)承受的電壓和流過的電流的波形圖。由這兩圖可見S1和S2所有的換流都發(fā)生在電壓過零時。S2的暫態(tài)過程較多，開通過程也更復(fù)雜些，所以圖5(c)中有較多振蕩。

為了驗證該電路拓撲的工作特性，將該實驗樣機與另一臺只在輸出整流二極管Dr1和Dr2加RCD吸收電路的實驗樣機進行了比較。RCD吸收電路的參數(shù)選擇為：電阻為330kΩ／3W，電容為4.7nF／1kV，二極管采用FRl07。圖6(a)是只采用RCD吸收電路時輸出整流二極管Dr1兩端的電壓，圖6(b)是采用本文所述箝位電路時輸出整流二極管Dr1兩端的電壓。不難看出，圖6(a)中Dr1端的電壓尖峰達到了250V以上，而采用箝位電路能明顯減少輸出整流管上的電壓尖峰，有利于防止該整流管被擊穿。

圖7是該變換器在輸入電壓為350V時，不同負載下的效率曲線。該電路滿載時效率可達94％以上，而變壓器原邊不采用箝位電路，只在輸出二極管加RCD吸收電路，效率最多為93.1％。

5 結(jié)語
本文介紹了一種變壓器原邊帶箝位電路的不對稱半橋直流變換器，對其主開關(guān)的開關(guān)過程進行了詳細分析，制作了一臺實驗樣機，并對該電路與只帶RCD吸收電路的樣機進行了比較。該電路的特點如下：
1)主開關(guān)S1和S2在滿負載范圍內(nèi)能實現(xiàn)軟開關(guān)；
2)輸出整流管的電壓過沖明顯減少．有利于防止該整流管被擊穿，同時可以選擇耐壓稍低的整流管，擴大了選擇范圍；
3)該電路比只采用RCD吸收電路的效率要高；
4)箝位二極管管Dg1、Dg2以及諧振電感Lr的引入，并沒有改變變換器的工作特性。
由于該電路拓撲相對于只采用RCD吸收電路具有如此大的優(yōu)勢，所以，這種拓撲可以進一步推廣到其他直流變換器。