集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器磁集成部分的分析與設(shè)計

摘要：介紹了集成輸入濾波電感和倍流電感的推挽正激變換器。這種變換器具有平滑的輸入電流，簡單的主電路，小的體積，高的效率和功率密度。分析了它的工作過程，對于磁集成部分給出了Z參數(shù)模型，并利用該模型，對變換器進行了PSPICE仿真。最后通過試驗驗證了仿真結(jié)果。
關(guān)鍵詞：推挽正激；磁集成；倍流；Z參數(shù)雙端口模型
中圖分類號：TM46 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A 文章編號：0219―2713f2I)05)06一0001-06

0 引言
隨著半導(dǎo)體技術(shù)的不斷進步和集成技術(shù)的發(fā)展，微處理器的集成度越來越高。為了獲得高效率，微處理器的驅(qū)動電壓呈低壓化走勢。從原來的3 3V降到l.8～l.lV左右，最終將降到0.6V。另一方面，微處理器的功能越來越強大，其內(nèi)部功能電路也越來越多，其要求驅(qū)動電流也越來越大，從以前的13A到目前的30～50A，以后將達(dá)到100A。面對這種趨勢，48V電壓總線的分布電源
系統(tǒng)相對于12V電壓總線的分布電源系統(tǒng)將更適合。
對于48V輸入電壓和lV左右的輸出電壓，變壓器的應(yīng)用就變得十分必要。對于幾十A甚至上百A的變壓器副邊電路的輸出電流，倍流是一個非常有效的方法，因為，它一方面可以減小變壓器副邊和電感器上電流的有效值，另一方面還可以減小電流紋波，從而減小輸出電壓的紋波值。
然而，變壓器加上兩個倍流輸出電感，若采用單獨的磁性元件將會占用相當(dāng)大的體積，則與提高功率密度這個目標(biāo)相背離。
若采用磁集成技術(shù)，將變壓器和電感集成在同一磁芯上，將會大大減小體積從而提高了功率密度。
在集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器中，將輸入電感、變壓器、倍流電感集成到同一個磁芯上，則可在獲得良好的輸入、輸出效果的同時，還擁有很高的功率密度。

1 集成輸入濾波電感與倍流電感的推挽正激變換器
集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器拓?fù)淙鐖Dl所示。它的工作波形如圖2所示。在原邊電路中Cs1和Cs2與變壓器原邊繞組的漏感構(gòu)成輸入濾波器。ip1與ip2相互疊加構(gòu)成平緩的輸入電流。在副邊，變壓器的副邊繞組作為倍流電感。本電路的具體工作過程分析如下。

1)[t0-t1]t0之前S1、S2關(guān)斷，t0時刻S1開通，繞組qb和ap一起承受正電壓Vin繞組p’a’、b’q’承受反電壓大小為2Vcs-Vin=Vin，Vds2大小為2倍Vin。Cs1及Cs2通過S1放電。ip1及ip3增大，ip2及ip4減小；設(shè)I0為負(fù)載電流，Ia為漏磁平均電流，Imag為磁化電流，n為變壓器變比。當(dāng)ip1及ip3由Ia增大到時此過程結(jié)束[1]。
2）[t1-t2] S1開通S2關(guān)斷，

繞組qb和ap一起隨正電壓Vin，而繞組p’a’、b’q’承受反電壓大小為Vin。
3)[t2-t3]t2時刻S1關(guān)斷。此時漏感要釋放能量，S2體二級管導(dǎo)通，提供ip1及ip2續(xù)流回路，此時線圈qb和a’p’一起承受Cs1上的電壓，ip1減小，ip2增大。ip3、ip4與ip1、ip2變化情況一樣。當(dāng)ip1=ip2；ip3=ip4時這個階段結(jié)束。
4)[t3-t4] 在這整個時間段內(nèi)，ip1=ip2=ip3=ip4=Ia，其中ip1、ip4共同沿著qb-Cs1-b′q′支路；ip2、ip3共同沿著p′a′-Cs2-ap支路。繞組qb，b′q′，ap，p′a′承受零電壓。
5)[t4-t8]此時間段電路工作過程分析與[t0-t4]時間段相同。
輸入電流iin=ip1+ip2可以知道，通過ip1和ip2紋波的相互抵消可以得到平緩的iin。而不需要加入輸入濾波電感，即在輸入端集成了輸入濾波電路。

2 磁集成部分的分析與PSPICE仿真
2.l 磁導(dǎo)一電容類比建模法
在分析磁性元件時，人們一般是通過磁路一電路對偶變換法來進行的[2]。但是它不能夠直接反映出磁件的電路參數(shù)與磁路參數(shù)的特性[2]。為此人們提出了另一種分析方法，即磁導(dǎo)一電容類比建模法[2]。對于二端口繞組磁導(dǎo)電容類比建模法用一個Z參數(shù)雙端口模型來表示。如圖3所示，圖3(a)表示二端口繞組，圖3(b)表示Z參數(shù)雙端口模型[3]。

圖3(a)中各參數(shù)說明如下：V1是繞組兩端的的電壓；i1是繞組上的電流；繞組匝數(shù)是N；R是繞線電阻；磁動勢為Fm。下面來確定圖3(h)中的參數(shù)。

首先確定Zt2。

假設(shè)，那么我們可以令

Z12=N （1）

式中：N為繞組的匝數(shù)。

則

式(2)正好反映了線圈內(nèi)磁通變化產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢。那么參數(shù)Z11的確定就可通過設(shè)來確定。

Z11的大小就是繞組的電阻R。
現(xiàn)在假設(shè)Z21=Z12
那么Z21i1=Ni1 （4）
式(4)正好表示了繞組通過電流時產(chǎn)生的磁動勢。
最后來確定Z22。
我們將V2端口短路。
則Z21i1=-Z22i2 （5）
因為
所以Z22=A(A是磁芯的磁導(dǎo))。
由此我們可以通過以下變化得到與圖3對應(yīng)的圖4。

磁路與電路的基本類比關(guān)系如表1[2]所示采用磁導(dǎo)一電容類比建模法能夠直接建立起磁性繞組的電路模型，有利于簡便地分析復(fù)雜的磁件，而且使磁件的仿真通過電路的仿真來實現(xiàn)。
2.2 集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器磁集成部分Z參數(shù)模型的建立
圖5是集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器示意圖。通過圖5，我們知道集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器磁件的磁芯為EI型，原邊有兩組中心抽頭繞線，副邊為一組中心抽頭繞線。原邊既作為變壓器的原邊，它們之間的捅感又作為輸入濾波電感，副邊既作為變壓器的副邊，又作為倍流輸出電感。為了簡化分析，取原邊的一組繞組和副邊繞組束
作分析。如圖6所示。

根據(jù)前面分析可作出圖6的等效Z參數(shù)圖。如圖7所示。

根據(jù)上述3種情況的分析和滿足伏秒平衡，對于圖5所示的變換器穩(wěn)態(tài)時滿足

式中：D為開關(guān)管的導(dǎo)通時間除以1／2丌關(guān)周期。
2.3 集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器磁集成部分的PSPICE仿真
假設(shè)集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽止激變換器的輸入電壓為48V，輸出電壓為1．2V，輸出電流為40A。我們采用Z參數(shù)等效模型來進行它的PSPICE仿真。
我們選取一對E32―3F3和PLT32 3F3磁芯。它們的各個參數(shù)如表2所列。

根據(jù)表2可求得C1=C2=2341.755nF

C3=534.968nF
取Np=4，N8=1
結(jié)合式(17)和式(19)
求得L′=0.367μH
L″=17.118μH
集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器PSPICE仿真電路圖和仿真波形如圖8及圖9所示。

3 實驗結(jié)果
根據(jù)上面的分析和方針，設(shè)計輸入48V，輸出1.2V、40 A的正激變換器。實驗結(jié)果中電流波形通過霍爾元件測得．圖10通道2是電源Vin的輸出電流波形，測量電阻120Ω，電流轉(zhuǎn)換比是1：1000，圖11中通道l是副邊同步整流管漏極電流的波形，測量電阻82il，電流轉(zhuǎn)換比是l：1000。
從實驗波形中可以看出，試驗結(jié)果與仿真分析相吻合

4 結(jié)語
通過仿真和實驗證明集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器，利用變壓器的漏感而不需單獨的電感作為輸入濾波電感，而倍流輸出電感也通過變壓器的副邊繞組來實現(xiàn)。這樣，整個電路體積大大減小，而且相對于分立電感的結(jié)構(gòu)來說，損耗也小，噪聲源也少。由于本拓?fù)涞拇攀步Y(jié)構(gòu)比較復(fù)雜．為此，我們采用磁導(dǎo)一電容類比建模法來進行分析。這種方法能夠直接用電路參數(shù)來描述磁件，從而使包含磁件的電路可以全部用電路參數(shù)來描述。這就使得整個電路分析容易，而且便于PSPICE仿真。