高速ADC用差分驅(qū)動器概述

目前許多高性能ADC設(shè)計均采用差分輸入。全差分ADC設(shè)計具有共模抑制性能出色、二階失真產(chǎn)物較少、直流調(diào)整算法簡單的優(yōu)點。盡管可以單端驅(qū)動，但全差分驅(qū)動器通?？梢詢?yōu)化整體性能。

差分設(shè)計固有的低二階失真產(chǎn)物如下所示。失真產(chǎn)物可以通過將電路傳遞函數(shù)表達為冪級數(shù)來建立模型。

進行輸出一般擴展并假設(shè)放大器匹配，我們得到：



采用差分輸出：



其中k1、k2和k3為常數(shù)。

二次項引起二階諧波失真，三次項引起三階諧波失真，如此等等。在一個全差分放大器中，奇數(shù)階項保留極性，而偶數(shù)階項則始終為正。當采取差分時，偶數(shù)階項如等式3所示消除。三階項不受影響。

差分輸入ADC的一種最常用驅(qū)動方法是使用變壓器。不過，因為頻率響應(yīng)必須延伸至直流，許多應(yīng)用無法使用變壓器來驅(qū)動。這類情況就需要使用差分驅(qū)動器。在ADC前面需要明顯信號增益的情況下，差分放大器提供一種不錯的解決方案。盡管提供無噪聲電壓增益，但匝數(shù)比大于2的變壓器一般為帶寬和失真問題所困擾，在中頻時尤為明顯。

圖1所示為驅(qū)動ADC而優(yōu)化的AD813x和ADA493x系列全差分放大器框圖。圖1A顯示內(nèi)部電路細節(jié)，而圖1B顯示等效電路。增益由外部電阻RF和RG設(shè)定，共模電壓由VOCM引腳上的電壓設(shè)定。內(nèi)部共模反饋強制VOUT+和VOUT–輸出保持平衡，即在兩個輸出端的信號根據(jù)等式幅值始終相等，但相位相差180°。





圖1:AD813x、AD493x差分ADC驅(qū)動器功能框圖及等效電路。

AD813x和ADA493x用兩個反饋環(huán)路，來分開控制差分輸出電壓和共模輸出電壓。外部電阻設(shè)定的差分反饋只控制差分輸出電壓。共模反饋控制共模輸出電壓。這種架構(gòu)方便在電平轉(zhuǎn)換應(yīng)用中任意設(shè)定輸出共模電平。內(nèi)部共模反饋強制其等于VOCM輸入上施加的電壓，而不影響差分輸出電壓。其結(jié)果是近乎完美的平衡差分輸出，在寬廣的頻率范圍內(nèi)其幅度完全相同，相位相差180°。該電路可配合差分或單端輸入使用，且電壓增益等于RF與RG之比。

該電路可使用圖2中所歸納的假設(shè)和程序來分析。如同運算放大器電路直流分析的情況，我們可以先假設(shè)流入反相和同相輸入的電流為零(即輸入阻抗相對反饋電阻值較高)。第二個假設(shè)為反饋強制同相和反相輸入電壓相等。第三個假設(shè)為輸出電壓相位相差180°并在VOCM兩側(cè)對稱。


圖2:差分放大器電平分析

即使外部反饋網(wǎng)絡(luò)(RF/RG)不匹配，內(nèi)部共模反饋環(huán)路仍將強制輸出保持平衡。每個輸出端的信號幅度保持相等，相位相差180°。輸入到輸出的差模增益變化與反饋的不匹配成比例，但輸出平衡不受影響。外部電阻的比例匹配誤差會導致電路抑制輸入共模信號的能力降低，非常類似于使用常規(guī)運算放大器制成的四電阻差動放大器。

而且，如果輸入和輸出共模電壓的直流電平不同，匹配誤差會導致一個細小的差模輸出失調(diào)電壓。對于G = 1,具有一個地基準輸入信號且針對2.5 V設(shè)定輸出共模電平的情況，如果使用1%容差電阻，則可產(chǎn)生高達25 mV的輸出失調(diào)(1%共模電平差)。由于2.5 V電平轉(zhuǎn)換，1%容差的電阻將導致一個約40 dB的輸入CMR(最差情況)、25 mV的差模輸出失調(diào)(最差情況)，不會對輸出平衡誤差造成明顯惡化。

如圖2所示電路的有效輸入阻抗(在V IN+和V IN–端)取決于放大器是由單端信號源驅(qū)動，還是由差分信號源驅(qū)動。對于平衡差分輸入信號，兩個輸入端(V IN+和V IN– )之間的輸入阻抗(R IN,dm )為：



若為單端輸入信號(例如，若V IN–接地，輸入信號接入V IN+ )，輸入阻抗則為：



該電路的單端輸入阻抗高于作為反相放大器連接的常規(guī)運算放大器，因為一小部分差分輸出電壓在輸入端表現(xiàn)為共模信號，從而部分增加了輸入電阻RG兩端的電壓。

圖3所示為AD813x差分放大器的一些可能配置。圖3A為標準配置，其中利用兩個反饋網(wǎng)絡(luò)，分別表現(xiàn)為反饋系數(shù)­1和­2.另需注意，各反饋系數(shù)可能為0與1之間的任意數(shù)。





圖3:差分放大器的一些配置

圖3B顯示在 V OUT–至V+之間無任何反饋的配置，即­1 = 0.在這種情況下，­2決定反饋至V–的V OUT+量值，且除了有額外的互補輸出外，電路類似于同相運算放大器。因此，整體增益是同相運算放大器的兩倍，或2 × (1 + RF2/RG2)或2 × (1/­2)。

圖3C顯示­1 = 0且­2 = 1的電路。該電路特別提供無電阻增益2.

圖3D顯示­2 = 1的電路，而­1則由RF1和RG1決定。此電路的增益始終小于2.

最后，圖3E的電路­2 = 0,除V OUT+端的額外互補型輸出外，極其類似于常規(guī)反相運算放大器。