基于SG3525的DC／DC直流變換器的研究

取EEl6磁心，它的中心磁鐵截面積(Ae)19．2mm2，磁心的窗口面積(Aw)為39．85mm2，因此EEl6的功率容量為Ae×Aw=19．2×39．85mm4=0．0765cm4，而計算面積乘積AP=O．029cm4，它明顯小于上面的功率容量的乘積0．0765，可見采用EEl6磁心時，其功率容量已足夠大。繞組匝數計算如下：先確定最低電壓繞組的匝數

取偶數N1=34，其中開關管最大導通時間Tcn=9μs，控制器輸出頻率f=45kHZ。按照原邊34匝，副邊8匝繞制變壓器，在變壓器的繞制過程中，為了減少變壓器的漏感，要將原邊繞組和副邊繞組緊密耦合。
2．2 控制及驅動電路設計
采用SG3525集成PWM控制器作為控制芯片，它的外圍電路簡單。電路中的鋸齒波生成電路由RT、CT和內部電路組成，本設計取CT=4700pF，RT=3．3kΩ，RD=100Ω，經計算振蕩器輸出頻率是90kHz，PWM輸出頻率定為45kHz。軟啟動電容接入端(引腳8)接一個lμF的軟啟動電容。只有軟啟動電容充電使引腳8處于高電平時，SG3525才開始工作。
系統(tǒng)中的基準比較調節(jié)電路則由基準引腳Vref、同相輸入端及外圍電阻構成。2腳的電壓固定值接近5V。SG3525的l、2、9腳及其外圍電路構成了PI調節(jié)器，它的輸出與5腳鋸齒波和軟啟動電容一起可控制PWM控制器以產生方波。它的輸出級ll、14腳輸出兩路互補的PWM波，采用圖騰柱式結構，灌拉電流能力超過200mA，可以直接驅動MOSFET管，只需加一門級電阻即可。在本設計選用的是IR公司生產的IRF630。其具體設計電路如原理圖中所示。
2．3 反饋補償電路設計
為了確保輸出的穩(wěn)定，在+5V上引入反饋，采用2．5～36V可調式精密并聯穩(wěn)壓器TL43l作為穩(wěn)壓器件。TL43l是德州儀器公司生產的一款有良好熱穩(wěn)定性的三端可調分流基準源。它的輸出電壓可用兩個電阻任意設置到Vref(2．5V)到36V范圍內。該器件的典型動態(tài)阻抗為0．2Ω。用它來構成外部誤差放大器，再與光耦組成隔離式反饋電路。為了將連續(xù)變化的輸出迅速反饋，需采用線性光耦，如PC817。PC817不僅可以起到反饋作用，還可以起到隔離作用，當PC817二極管正向電流在3mA左右變化時，三極管的集一射極電流在4mA左右變化，而集一射極電壓在很寬的范圍內線性變化，因而比較符合SG3525的控制要求。
當+5V輸出電壓升高時，經R27、R28分壓后得到的取樣電壓，就與TL43l中的2．5V帶隙基準電壓進行比較，并在陰極上形成誤差電壓，使LED的工作電流發(fā)生變化，再通過光耦PC817去改變SG3525 1腳的電壓大小，從而改變9腳電流大小，最后調節(jié)，再通過光耦PC817使反饋電壓增大，SG3525的1腳輸入端電壓升高，經SG3525內部電路后ll、14的輸出占空比減小，使+5V維持穩(wěn)定。
2．4 輸出電路設計
在負載電流相同的條件下，全波和倍流整流電路中二極管的總通態(tài)損耗比全橋整流電路小一半，這就意味著在輸出電壓相同，且其它損耗相當的情況下，全波和倍流整流電路的效率會較高。在低壓輸入電路中，二極管通態(tài)損耗占電路總損耗很大比例，通常在輸入電壓較低的情況下(小于100V)采用全波電路比較合適，因此本設計采用整流器件MBR20100，其管壓降小，可提高效率，二極管兩端采用RC吸收電路，抑制二極管的反向瞬態(tài)電壓，高頻電壓經其整流后由濾波電容C13濾波，再經磁珠L1組成低通濾波器向負載輸出，C14可降低交流紋波。輸出電路設計如原理圖所示。

3 實驗波形和實驗數據
圖4是滿載時輸出波形，從圖中可以看出，滿載時+5V。輸出比較穩(wěn)定且紋波比較小。圖5是直流輸入30V、滿載輸出時MOSFET漏一源極電壓波形(衰減lO倍后)，可以看出此時占空比最大約為45%。

為了驗證該系統(tǒng)的穩(wěn)定性，實驗中記錄了不同負載下的輸出電壓值和不同輸入下輸出電壓值如表1和表2所示。

從表1和表2可以看出，隨著負載的加重，輸出電壓有小量的降低，隨著輸入電壓的增加輸出電壓有小量的提升。但都基本維持在5V左右，負載調整率為(5．06～4．97)／4．97=1．8％，表明該系統(tǒng)較好地實現了穩(wěn)壓。

4 結束語
本文介紹了基于控制集成芯片SG3525的推挽式DC―DC直流變換器的系統(tǒng)結構設計方案，特別適用于低壓輸入的場合。整個系統(tǒng)所占用的PCB板面積很小，可直接做在單板系統(tǒng)上， 為絕大多數單板系統(tǒng)提供足夠的電能。經實驗證明，它結構簡單，性能可靠，成本低廉，而且重量輕、體積小，具有很大的實用潛力。