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CMOS多頻段低噪聲放大器設(shè)計(jì)

作者: 時間:2007-01-12 來源:網(wǎng)絡(luò) 收藏

近年來,隨著無線通信技術(shù)的蓬勃發(fā)展,可兼容多種移動通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)的新一代移動終端的研究正逐漸成為熱點(diǎn)。要實(shí)現(xiàn)段的移動終端接收系統(tǒng),需要解決的首要問題就是如何實(shí)現(xiàn)位于該系統(tǒng)第一級的放大器LNA的段化。傳統(tǒng)的方法是將多個單頻段的LNA并聯(lián)起來使用,但會造成較大的功耗,占用較大的芯片面積,增加成本,而且隨著接收標(biāo)準(zhǔn)的不斷增多,該方法最終將不可行;另外一種實(shí)現(xiàn)段的方式是采用開關(guān)式LNA,但其只能工作于一個頻段下,當(dāng)希望能同時工作于多個頻段時,該方法也將不適用;還可以采用寬帶LNA來實(shí)現(xiàn)多個頻段的放大,但同時也會放大其他頻段的干擾信號。本設(shè)計(jì)中的并行式多頻段LNA為單個LNA,但能同時工作在不同頻段下且放大所需頻段的信號。

電路設(shè)計(jì)

該多頻帶LNA總體電路如圖1所示,由于1.8GHz、1.9GHz和2GHz頻段很靠近,因此考慮設(shè)計(jì)一個0.9/ 1.9GHz的雙頻段LNA,以1.9GHz為中心頻率,適當(dāng)增大其帶寬,使其覆蓋1.8~2GHz,最終實(shí)現(xiàn)所需要的四頻段LNA。

圖1 整體電路圖


1 噪聲分析

高頻下MOSFET的噪聲主要包括漏電流噪聲和柵電流噪聲。對圖1中帶有源極電感的共源MOSFET進(jìn)行噪聲分析,得噪聲系數(shù)為:

(1)


其中,Rs為信號源電阻;Zt=Zg+Zs+Zgs,Zg和Zs為連接到柵極和源極的阻抗,Zgs是連接輸入管柵漏兩端的阻抗,一般為1/jωCgs;,為MOSFET的柵電流噪聲, ,為漏電流噪聲。


在功耗限制和阻抗匹配條件下,輸入級品質(zhì)因數(shù)Qs≡1/ωCgsRs在3.5~5.5之間時噪聲系數(shù)能達(dá)到最小值,如式(2)所示??梢钥吹?,理論上噪聲只能在一個頻率點(diǎn)下達(dá)到最優(yōu),而不可能同時在多個頻率下具有最小值。隨著頻率ω的增大,噪聲將變大。因此對于0.9GHz和1.9GHz兩個頻段而言,為了達(dá)到噪聲系數(shù)的平衡,選擇在噪聲較差的高頻段1.9GHz處進(jìn)行噪聲匹配,由此可確定Cgs大約為 0.48pF,對應(yīng)的輸入管尺寸為650μm(W)0.35μm(L)。


Fmin≈1+2.3ω/ωT (2)

2 輸入阻抗匹配

與傳統(tǒng)的單頻段LNA相比,本LNA的輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)必須同時在多個頻段下匹配到50Ω。圖2(a)所示為采用源端電感負(fù)反饋結(jié)構(gòu)的輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò),其等效電路如圖2(b)所示。其包括兩個LC槽,其中,L0′=Lg+Ls,C0′=Cgs。輸入阻抗可表示為:


(3)

圖2(a) 輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)

圖2(b) 輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)等效電路

根據(jù)阻抗匹配條件,可得出在多個頻率下,輸入阻抗的實(shí)部和虛部需滿足以下條件:


gm1ls/Cgs=50Ω (4)


(5)


求解式(5),可得兩個不同的ω值,ω1和ω2。因此,該輸入網(wǎng)絡(luò)在兩個頻段ω1和ω2下均可滿足阻抗匹配的要求。


(6)


本設(shè)計(jì)中ω1和ω2的期望值分別為0.9GHz和1.9GHz,滿足這兩種頻率下諧振的元件值L0、L0’、C0、C0’將不止有一組。而在實(shí)際設(shè)計(jì)所采用的工藝庫中,電感值是一系列分離值,因此必須結(jié)合實(shí)際電感值進(jìn)行選取。最終實(shí)現(xiàn)的元件值是L0=7.23nH,C0=2.5pF,Lg=10.5nH,Ls=1.14nH。

3 輸出阻抗匹配

輸出阻抗網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)與輸入阻抗網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)類似,應(yīng)考慮在多個頻段下實(shí)現(xiàn)良好的匹配,同時輸出級的設(shè)計(jì)還要滿足增益的要求。圖3(a)為本設(shè)計(jì)中的輸出網(wǎng)絡(luò),其分為三部分, A1部分提供大的輸出阻抗,以實(shí)現(xiàn)較高的增益;A2和A3共同實(shí)現(xiàn)雙頻帶,A2負(fù)責(zé)阻抗下變換,將阻抗實(shí)部匹配到50Ω,A3則對虛部進(jìn)行共軛匹配。

圖3(a) 輸出網(wǎng)絡(luò)

圖3(b) 等效輸出網(wǎng)絡(luò)


將輸出網(wǎng)絡(luò)等效為如圖3(b)所示的形式,可得:


(7)


(8)


其中,Q1=ωL1/R1。


在輸出網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)中,R1’越大,增益越大,Q1也越大,但此時R1就越小,輸出網(wǎng)絡(luò)帶寬變小。由于高頻段的設(shè)計(jì)是以1.9GHz為中心頻率,輸出網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)需使其具有足夠的帶寬覆蓋1.8~2GHz,因此與L1串聯(lián)的電阻R1的選取要使增益與輸出網(wǎng)絡(luò)帶寬達(dá)到一定的平衡。

最終實(shí)現(xiàn)的元件值為L1=5.58nH,R1=15Ω,C1=1.6pF,L2=4nH,C2= 5.14pF,L3=8nH,C3=16.2pF。

仿真結(jié)果

基于TSMC 0.35μm SiGe Bi射頻工藝庫,采用Cadence的SpectreRF仿真器對所設(shè)計(jì)的多頻段LNA進(jìn)行仿真,得到0.9/1.8/1.9/2GHz四頻段下LNA主要性能指標(biāo)如圖4所示。

圖4(a)S21指標(biāo)

圖4(b)S11和S22指標(biāo)

圖4(c) 噪聲系數(shù)NF


圖4(a)為LNA的增益S21,由圖可看出,在感興趣的頻段內(nèi),LNA的增益均大于10dB,且?guī)?nèi)波動控制在0.4dB左右。圖4(b)所示為LNA輸入反射系數(shù)S11和輸出反射系數(shù)S22,與0.9GHz處相比,1.9GHz附近的頻帶寬度被適當(dāng)?shù)恼箤?,覆蓋了1.8~2GHz,所需頻段處S11和S22均在-10dB以下。在本設(shè)計(jì)中為了達(dá)到高低頻下噪聲的平衡,考慮在高頻處進(jìn)行噪聲匹配。圖4(c)為LNA的噪聲系數(shù)NF和最小噪聲系數(shù)NFmin,結(jié)果表明在所希望的高頻處(約1.8GHz)確實(shí)實(shí)現(xiàn)了噪聲的最優(yōu)化,同時四個頻段下的噪聲系數(shù)都較為平衡,均小于3.3dB。

表1綜合列出了各頻段下的仿真性能指標(biāo)。



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