基于DSP+FPGA的高精度程控交流電源設計

3．2 逆變電路設計

逆變電路采用SPWM方式。由于調(diào)制后的信號中除含有調(diào)制信號和高頻率的載波頻率及載波倍頻附近的頻率分量外，幾乎不含其他諧波。因此，提高開關頻率可消除逆變器的低次諧波，減小諧波損耗，但開關頻率過高會使逆變器的開關損耗及電磁干擾大幅增加，同時給DSP的運算及D／A轉(zhuǎn)換帶來壓力。此外，死區(qū)時間在脈寬中所占的比例過大也會造成占空比丟失。因此，從開關器件的損耗、諧波失真度之間折中，選取開關頻率為80 kHz。由于單極性調(diào)制產(chǎn)生的波形失真較大，這里采用雙極性調(diào)制技術。全橋的4個功率管都工作在較高的載波頻率，同一橋臂的兩個功率管互補導通，可得到較為理想的輸出波形。

為降低調(diào)制復雜程度，采用異步方式SPWM技術實現(xiàn)頻率輸出的精密控制，保持調(diào)制頻率(即開關頻率)fc固定不變，通過改變載波比N完成fo的變化。由于電源最高輸出頻率只有1 kHz，所以N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響較小。

設計中采用電壓跟蹤控制方法生成SPWM波形，可實現(xiàn)高精度輸出。該方法具有高頻濾波設計簡單，輸出諧波小的優(yōu)點，其產(chǎn)生的誤差在工程上可忽略不計。工作原理如下：采用閉環(huán)控制，將希望輸出的波形作為指令信號U*，將實際波形作為反饋信號U，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化。在比較控制過程中，設置一個固定的時鐘，以固定采樣周期對指令信號和被控量采樣，按偏差的極性來控制開關器件通斷。在時鐘信號到來時刻，若UU*，令功率開關導通，使U增大；若U>U*，則令功率開關關斷，使U減小。這樣，各采樣時刻的控制作用都使實際電壓與指令電壓的誤差減小，只要N足夠大，即可保證電壓跟蹤控制精度?？紤]到功率器件的開通和關斷都需要時間，為防止上下臂直通造成短路，需設置一定的死區(qū)時間。因此，實際電路工作時，考慮到功率器件的開通和關斷時間，調(diào)制度M=0．85。最大輸出電壓有效值為300 V，故前級電壓輸出應為：／0．85=500V。逆變電路關鍵參數(shù)設計過程如下：

(1)輸出濾波器的設計

①濾波電感：最大紋波電流取滿功率輸出正弦電流峰值的30％，即。而紋波電流△i=[(ui-Uo)／L](D／fs)=(ui-uo)uo／(Lui)，其中ui為前級輸出電壓，D為占空比。由上式可知，當uo=0．5ui時，△i最大，故有：△Imax=ui／(4Lfs)，所以L=1．49 mH，取1．5 mH。

②濾波電容：濾波電感、電容一起構成低通濾波器。SPWM方式下，為濾除高次諧波成分，取濾波器截至頻率為開關頻率的1／10，即(2πfs)／10，故C=0．26μF。為消除器件非理想特性及死區(qū)等影響，電容值需大一些，設計中取為1μF。

(2)陷波器的設計

為進一步降低諧波失真，在輸出濾波器后側(cè)設置了兩級陷波器電路，電路如圖3所示。

圖中，L1與C1構成第一級陷波器，用于濾除開關頻率噪聲，諧振頻率取fs(80 kHz)，取C1=2μF，則L1=[1／(2πfs)2]／C1=2μH；L2與C2構成第二級陷波器，濾除開關頻率二倍頻噪聲。諧振頻率取為160 kHz，取C2=2μF，則L2=500 nH。

4 實驗結果

在樣機上進行了實驗驗證。額定輸出功率750 VA，可實現(xiàn)頻率變化范圍45 Hz～1 kHz，頻率分辨率為10 μHz，電壓變化范圍0～300 V。滿載300 V正弦電壓輸出波形uo如圖4所示。