全橋開關電源中變壓器的仿真

全橋是一種由四個三極管或著MOS管組成的振蕩，與全橋電路相比，半橋在進行電路的振蕩轉換時會很容易產生干擾，容易使波形變壞。全橋雖然成本低，容易形成，但是相對的電路設計就較為復雜。在電子電力設計當中，全橋經常作為開關電源的搭配出現，這兩種高效率低成本設計的結合，極大的推動了目前電源設計領域的進步。本篇文章將為大家介紹一種12V1000W的全橋開關電源中變壓器仿真設計。

以12V1000W全橋為例，介紹一下主要設計參數：

輸入電壓為前級PFC輸出的直流母線，最低波谷電壓為350VDC;

輸出電壓12VDC，輸出功率1000W;

PWM頻率 F=100KHz，即PWM周期10us;

最大占空4.5us，即最小死區(qū)500ns;

圖1

仿真電路如圖1所示。其中變壓器先采用3繞組線性模型，初步設置的參數如圖2所示：

圖2

第一步：調整變壓器及電路初步參數，將變壓器耦合系數 k12=k13=k23=1(緊耦合，無漏感)。仿真調整副邊電感 l2、l3，使輸出為12V，得到 l2、l3=1.6uH。

觀察變壓器原邊電流：

圖4

在圖4中，電流表現出富裕且連續(xù)的特性，這就說明可以對原邊電感進行減少。觀察輸出儲能電感L1電流波形。紋波很小，說明L1還可以減小。保持輸出12V，調整變壓器電感，直到原邊電感接近臨界模式，調整L1電感，直到電流紋波系數大致為30%。

最后得到變壓器l1=400uH、 l2、l3=640nH，L1=180nH。

校驗一下各部電壓應力，并沒有出現超壓的情況，最后校驗一下死區(qū)。

圖5

如果遠無直通可能，電流也是連續(xù)的，那么就意味著正常，可以開始下一階段的設計。

第二步：調整吸收參數

將變壓器耦合系數設定為 k=0.995，對應1%典型漏感。調整副邊吸收RC，直到滿足二極管反壓要求。得到C=15nF、R=2.2Ω為最佳，二極管反壓<32.3V，吸收功率3.54W。

圖6

改變變壓器耦合系數：

圖7

這就意味著，只要漏感<2%，二極管反壓即可<35V。接下來檢測原邊開關管電壓沒有尖峰。采集變壓器副邊電流、原邊電流、電感L1電流波形參數：

圖8

即：副邊峰值電流 Ism=97A，平均電流 Isa=41.8A;原邊峰值電流 Ipm=5.84A，有效電流 Ipr=3.56A;儲能電感峰值電流 I1m=97A，平均電流 I1a=83.6A。

第三步：變壓器仿真

圖9

將上階段仿真的線性變壓器B1復制到電橋電路中。再放一個三繞組非線性變壓器B2，到電橋的另一臂，大致估計一個磁芯型號，比如EE42，設置好B2的磁芯參數。所有繞組電阻設為最小(1p)，每個繞組保持一端接地。如圖9所示。

采用一個與電路PWM同頻率(這里是100KHz)的正弦電壓源驅動這個電橋。先仿副邊繞組，調整激勵源電壓(105V)或者分流電阻(1Ω)，使B1的副邊電流達到峰值電流 Ism=97A 。

圖10

調整B2副邊繞組匝數，使電橋平衡。這里，即使B2副邊繞組只有1匝 ，電橋仍然不能平衡，可以選擇的是采用半匝結構、或者增加氣隙。調整氣隙到0.5mm，電橋平衡。且B2波形無畸變，說明磁芯夠大。增加激勵電流，直到波形畸變。臨界值170A，抗飽和安全系數=170/97=175%。

安全系數很大，說明磁芯偏大，可考慮減少一號磁芯。改用EE42/21/15磁芯，磁芯重復上述仿真，得到：副邊繞組匝數n2=n3=1，允許最大氣隙0.345mm，抗飽和安全系數 130%。

評估：

匝數，匝數不是連續(xù)分布，只能是1、2。等自然數，特定情況半匝是可能的。設計中一般總希望用最少的匝數達成拓撲需要，以便獲得最少的銅損。經過仿真，半匝不能滿足要求，必須最少是1匝。

氣隙，氣隙是客觀存在的，即使磨成鏡面的磁芯，仍然有um數量級的氣隙存在，這里的345um是最大允許值，適當的氣隙冗余量(這里是0~0.345mm)可保證規(guī)模生產時的安裝容差。氣隙超出最大允許值意味著拓撲將退出電流連續(xù)模式。

抗飽和安全系數，常規(guī)設計方法不能明確得出這個參數，因此這個參數需要工程進一步驗證。如果這個參數可以用完，那我們還可以再減少一號磁芯。

原邊：

全橋變換電壓傳輸是比例關系，根據 “感量比等于匝比的平方” 的關系，對應400uH:640nH的感量比，可以算出匝比為25：1。即：原邊25匝。原邊仿真的任務是確定在不同氣隙狀態(tài)下變壓器的繞組電感量。

圖11

將電橋改接到原邊，設置低頻(50Hz)小電流(1V1KΩ)激勵，使電橋阻抗遠大于感抗。保持氣隙345um，調整B2原邊匝數，使電橋平衡。得到原邊匝數25匝，與計算吻合。

表1

將B2氣隙設置為0，調整B1原邊電感，使電橋平衡，得到變壓器原邊最大電感Lpm=3.7mH。以及對應副邊電感5.5uH。不同的氣隙寬度對應不同的電感量，如表1所示。其中，漏感是按1%典型值計算的，原邊副邊各自0.5%。單位為uH。

第四步：變壓器設計

變壓器設計的任務是確定變壓器繞組結構。EE42/21/15磁芯的窗口面積是 278mm2，非常富裕?？稍黾訉Я鹘孛嬉詼p少銅損。擬定載流密度3A/mm2。原邊電流3.56A，需要截面 A=3.56/3*25=30mm，副邊電流41.8A*2，需要截面差不多，A=41.8/3*2=28mm2。

兩項合計，窗口利用系數不到21%，已經很單薄了。出現這種情況一般需要重新選磁芯(比如用兩只小磁芯疊繞)，另外一種選擇是將副邊繞組定為2匝(如果有其他理由的話)。

根據以上數據可計算出繞組大致電阻：原邊25mΩ，副邊0.1mΩ。

儲能電感設計：

表2

第五步：聯合仿真

將上述非線性變壓器B2和電感置于聯合仿真電路中。先按照氣隙為345um的數據設置漏感，調整占空，使輸出為12V，檢查各部波形無誤，電流連續(xù)，紋波合理，效率92.8%。

圖12

再將氣隙設置為0，漏感也對應調整。但是此時會出現兩個問題。一是副邊二極管反壓超標，重新調整RC吸收參數，R1改為6.2Ω即達到最佳配合，反壓<35V。二是輸出電壓偏低，加占空無果。為增加輸出電壓，將原邊匝數減少1匝，即24匝。這樣一來就解決了。

然而，實際應用中，氣隙寬度既不會等于0，也不應該超過最大允許值，而是有一個比較適中的分布，這個值主要與工藝有關，是個統(tǒng)計數值。假設這個寬度為0.1mm，仿這個情況。副邊二極管反壓又超標，需要調整吸收參數。

由于氣隙寬度(實際上是漏感相對值)顯著影響二極管反壓，為給安裝工藝誤差引起的反壓變化留夠余量，加大C2到22nF，并在此基礎上求得最佳配合為R=3.3Ω，二極管反壓<32.7V。

圖13

最后設計出的電路圖應該像圖13一樣。

各部波形：

圖15

分別為：

輸入電流波形：平均值3.115A，紋波成分1.406A。

上管電壓波形：峰值350.7V。

上管電流波形：平均值1.56A，峰值4.81A。

上管損耗波形：5.41W，偏大。

下管電壓波形。

下管電流波形。

變壓器原邊電流波形：有效值3.45A，峰值4.68A。

變壓器副邊電流波形：平均值41.67A，峰值95.1A。

副邊二極管電壓波形：峰值32.64V。

副邊二極管電流波形：平均值41.67A，峰值95.25A。

儲能電感電流波形：平均值83.34A，紋波峰峰值24.76A。

輸出電壓波形：平均值12.01V，紋波峰峰值7.27mV(未計入ESR影響)。

本篇文章主要介紹了全橋開關電源中的變壓器仿真設計，對其中的每一個步驟都進行了詳細的講解，并提供了較為具體的參數進行計算舉例，希望大家在閱讀過本篇文章之后，能夠掌握文章當中所介紹的方法。