包絡跟蹤基礎原理與測試方案

1. 為什么選擇包絡跟蹤技術？

當輸出功率達到峰值，即發(fā)生增益壓縮時，功率放大器達到最高運行效率。對于典型的W-CDMA/HSPA+/LTE制式，當設備以最大輸出功率運行時，效率可能高達50%。然而，由于W-CDMA和LTE等現代通信標準使用的是峰均比(PAPR)越來越高的調制信號，效率將會顯著降低。而且，由于放大器的幅值響應在壓縮區(qū)會變得高度非線性化，輸出功率通常由于峰均比而無法達到峰值。對于LTE波形，峰均比最高可達7或8 dB，導致功率放大器以遠低于最佳功率值的平均輸出功率運行。

雖然有幾種技術可以用來改進功率放大器的功率附加效率，以數字預失真技術(DPD)為例，但包絡跟蹤技術迅速引起了功率放大器廠商們的注意。事實上十年來，基站一直采用包絡跟蹤技術，不僅提高了效率，同時也降低了由于能量轉化成熱量而導致的冷卻需求。

2. 包絡跟蹤技術的原理

包絡跟蹤技術的原理在于使放大器盡可能地在壓縮區(qū)運行。該項技術基于這一事實：功率放大器的效率峰值點和輸出功率峰值點都會隨著供電電壓(Vcc)的變化而變化.圖1顯示了不同供電電壓值下，功率附加效率與輸出功率的函數關系。我們可以看出峰值效率的輸出功率隨著供電電壓的增大而增大。

圖1不同供電電壓下PAE與輸出功率之間的關系

包絡跟蹤技術的基本思路是找出瞬時輸出功率映射與最優(yōu)化供電電壓值的對應關系，從而使放大器盡可能長時間地處于壓縮臨界區(qū)。理論上，運用包絡跟蹤技術在這種特定的放大器上得到的PAE如圖1中的綠色線條所示。從圖中可以看出，有效PAE遠遠大于采用固定供電電壓得到的PAE。基于這些數據，我們可以創(chuàng)建一個查詢表(LUT)，將輸出功率和PAE最優(yōu)化時的供電電壓值對應起來（如圖2）。請注意，在供電電壓為1V時出現了一個下限。我們后面會介紹這個下限對帶寬的影響。雖然從理論上看通過調節(jié)供電電壓信號來使PAE達到最大是一個不錯的想法，但實際執(zhí)行是有難度的。當供電電壓作為輸出功率的函數不斷變化時，放大器的增益也會隨之大幅變化，導致AM-AM失真增大。這種影響可以通過使用較小范圍的供電電壓電平來弱化，這需要設計人員在PAE和AM-AM失真之間進行權衡?；鶐?strong>射頻波形可以通過DPD（數字預失真）算法來修正包絡跟蹤導致的失真。

圖2最優(yōu)化供電電壓值與輸出功率的對應關系

圖1中所示的PAE的值是基于連續(xù)波信號。根據這些附加效率值和特定波形輸出功率的概率密度函數(PDF)就可以估算調制信號的期望PAE，如等式1所示：

圖3顯示的是測試用例1 W-CDMA波形的概率密度函數，波形的平均射頻功率為0 dBm，可用于該等式中。通過將波形轉換為特定平均輸出功率，我們就可以根據這一特定調制信號來估算放大器的效率。

圖3測試用例1 W-CDMA波形的概念分布密度函數

這種算法將PAE視為隨機變量并假設PAE與Pout測量值之間的關系是靜態(tài)的，即這一關系不會隨時間改變。雖然根據圖3的計算，我們可以得到比較精確的PAE近似值，但實際中PAE會由于放大器的記憶效應和溫度導致的增益變化而隨著時間發(fā)生小幅變化。圖4顯示了測試用例1 W-CDMA調制波形在固定供電Vcc下的PAE測量值和計算值，以及在包絡跟蹤狀態(tài)下的期望PAE（假定供電電壓調節(jié)器處于理想狀態(tài)）。我們注意到PAE的期望曲線和測量曲線非常接近，而且僅在輸出功率較高時才開始發(fā)生偏離。這種偏離很可能是由于功率放大器的記憶效應。將理想包絡跟蹤電源下的期望PAE（綠色曲線）和固定Vcc下的測試值（藍色曲線）進行比較，我們發(fā)現理論上在較大的輸入范圍內前者的值可以達到后者的兩倍。

圖4固定供電Vcc測試用例1 W-CDMA波形的理論和測量PAE以及ET供電Vcc下波形的PAE

雖然包絡跟蹤可大大提高效率，但是我們需要認識到在包絡跟蹤功率放大器的設計上有許多要權衡的部分。事實上某個參數的優(yōu)化需要對系統(tǒng)中的其他參數進行權衡。因此，在給定的輸出功率下選擇最優(yōu)的Vcc電平是一個需要反復迭代的設計過程，而且需要能夠快速地做出可靠的測試設計決策。

3. 包絡跟蹤測試挑戰(zhàn)

包絡跟蹤測試使得原本就復雜的系統(tǒng)變得愈加復雜。為了讓功率放大器成功地執(zhí)行一項包絡跟蹤計劃，射頻基帶波形和供給電壓之間必須緊密同步。如圖5所示，一個典型的包絡跟蹤測試系統(tǒng)包括一個射頻信號發(fā)生器和分析儀、用于控制功率放大器的高速數字波形發(fā)生器以及一個用于為放大器供電的電源。

圖5典型的包絡跟蹤測試裝置

4. 電源

包絡跟蹤測試所面臨的一項重要挑戰(zhàn)是電源波形對高帶寬的需求。包絡波形對帶寬的需求通常遠大于射頻波形的需求。為了分析這一現象，我們以圖2中所示的電壓-輸出功率曲線和一個10MHz帶寬的LTE信號為例。圖6給出了PAE最優(yōu)化時的Vcc波形和對應的LTE信號的功率-時間曲線。經過頻譜分析表明Vcc波形的帶寬至少比射頻波形的大三倍。高帶寬需求源于兩個因素：一是Vcc是射頻功率的函數；二是LUT中的下限（如圖2中所示）導致了削波失真。

圖610MHz LTE信號的Vcc波形和PvT曲線

事實上對于20MHz LTE波形來說，Vcc波形至少應該有60MHz的帶寬——如圖7所示。而且當出現寬帶數字預失真時，Vcc波形所需的帶寬常常高達實際射頻信號帶寬的5倍。下面我們會介紹，任意波形發(fā)生器(AWG)不僅需要有較寬的帶寬，而且需要有很高的時間分辨率。

圖710MHz LTE波形頻譜和PAE最優(yōu)化時的Vcc頻譜

關于供電電壓，我們面臨的第二項挑戰(zhàn)是，任意波形發(fā)生器提供的電流不足以支持功率放大器的運行，而且電源的帶寬無法滿足ET的需求。解決這一問題的方法是使用功率調節(jié)器來驅動功率放大器，該功率調節(jié)器則由直流電源和任意波形發(fā)生器產生的調制Vcc信號來驅動，如圖5所示。

5. 儀器同步

包絡跟蹤測試所面臨的最大挑戰(zhàn)是確保射頻信號發(fā)生器與任意波形發(fā)生器之間的同步。當我們基于輸入功率選擇最優(yōu)化Vcc值時可以使功率放大器的PAE達到最大，但儀器間較差的同步會使得Vcc值時可以使功率放大器的PAE達到最大，但儀器間較差的同步會使得Vcc值相對于給定的輸出功率來說太高或太低。

考慮Vcc波形滯后于射頻波形時的情形：當波形處于峰值功率時功率調節(jié)器將無法為設備提供足夠大的功率。因此射頻輸出將會比期望的輸出功率低幾分貝。而且出現波形峰值后，功率調節(jié)器將提供遠高于放大器需求的功率，導致效率降低。當Vcc先于射頻波形時會出現類似的情況。射頻信號發(fā)生器與任意波形發(fā)生器不僅需要同步，而且這種同步必須是可重復的。

6. 基于PXI的測試解決方案

儀器同步是包絡跟蹤測試設備的一個重要規(guī)范。由于需要滿足嚴格的同步要求， PXI平臺無疑是應對包絡跟蹤測試挑戰(zhàn)的理想選擇。在PXI測試系統(tǒng)中，模塊化儀器之間通過包含若干條時鐘和觸發(fā)分發(fā)線的機箱背板互連。這種單機箱集成簡化了儀器安置并提高了系統(tǒng)的同步性。除了PXI的先進硬件和NI矢量信號收發(fā)器外，LabVIEW軟件環(huán)境也提供了實時生成和可視化信號的功能，助您提高應用程序的開發(fā)和測試效率。

包絡跟蹤功率放大器通常必須與RF信號發(fā)生器結合使用，且Vcc同步抖動需小于1 ns，這就要求測試設備的抖動必須遠遠低于這個值——最好是100 ps左右。 PXI可借助T-Clock的背板同步程序實現緊密同步。T-Clock是一種用于對齊采樣時鐘和啟動觸發(fā)器的機制，以使所有設備同步生成信號。例如， NI PXIe-5451 AWG 和NI PXIe-5644R矢量信號收發(fā)器經過基準測試，可實現低于50 ps的最大同步抖動，因而可滿足這一需求。

實現射頻信號發(fā)生器與任意波形發(fā)生器的同步只是我們所面臨的一部分挑戰(zhàn)。經調制的Vcc信號和RF波形在到達不同的放大器前經由不同的路徑，因而具有不同的延遲。因此，以編程方式來使Vcc波形滯后或先于RF信號對于在放大器處以納秒級偏斜對齊調制電源和RF信號是非常重要的。

使Vcc信號以任意波形發(fā)生器樣本的整數倍相對于RF信號延遲的一種簡單方法是在生成腳本的開頭嵌入‘等待’循環(huán)。為了獲得更精準的延遲，可以使用數字濾波器調節(jié)矢量信號收發(fā)儀中FPGA上軟件或硬件的RF波形。采用硬件方法的優(yōu)勢在于其執(zhí)行時移的速度遠快于同等的軟件濾波器，從而減少了確定任意波形發(fā)生器和矢量信號收發(fā)儀之間最佳對齊所需的時間。在400MS/S的額定Vcc采樣率下，可以實現任意皮秒級的延遲。

該測量裝置需要的最后一個測試元件是能夠供電和測量的電源。由于功率放大器需要較高的轉換速度，該應用往往更傾向于使用電池模擬器，而不是標準源測量單元。注意在某些情況下，如果要對具有MIPI接口的功率放大器進行數字控制，還需要能夠在1.8v下產生高達26MHz波形的高速數字波形產生器。

7. 結果驗證

使用高帶寬數字化儀來驗證Vcc和射頻信號之間的同步是最為直接的方法。在本例中，我們分別將NI PXIe-5644R矢量信號收發(fā)儀和NI PXIe-5451任意波形發(fā)生器接到2.5 GS/s數字化儀的兩個通道。根據圖2中的Vcc-Pout查詢表，矢量信號發(fā)生器可在800MHz的條件下產生10 MHz LTE FDD上行波形。首次運行時，由于兩個儀器內的線路和DSP延遲，兩種波形的時間差大約為1µs。根據前面介紹的延時算法，我們可以通過結合等待采樣和子采樣延遲來使兩種波形對齊。

圖8展示了上述結果，在該圖中，我們對Vcc波形進行縮放，使其與射頻波形處于同一量級，以便進行比較。圖中顯示兩組波形相互對齊，但更重要的是，這種關系即使在程序不斷運行時一直能保持，即便重啟系統(tǒng)也是如此。

圖8PAE最優(yōu)化的Vcc波形與RF波形同步

在放大器的輸入端，可以借助高速數字化儀對兩種波形的對齊程度進行目測檢查，但這樣無法測量放大器的性能。前面我們論述了同步的重要性，Vcc在放大器的輸入端，可以借助高速數字化儀對兩種波形的對齊程度進行目測檢查，但這樣無法測量放大器的性能。前面我們論述了同步的重要性，Vcc和射頻的最優(yōu)化對齊。鄰近信道功率衰減量根據設備而異，但在對同步進行最佳校準后使用射頻信號分析儀可以大大優(yōu)化測量結果。

8. 結論

過去十年中，包絡跟蹤技術經證明可以提高蜂窩基站中功率放大器的效率以及減少損失的能量轉化為熱量而導致的冷卻需求。由于無線標準的不斷發(fā)展，移動手持設備制造商正在尋求利用包絡跟蹤技術來獲得類似的優(yōu)勢。雖然相比固定電源，包絡跟蹤技術可大幅節(jié)約電能，延長電池的壽命，但它確實也給功率放大器的設計人員和測試工程師們帶來了巨大的挑戰(zhàn)。本文所述的基于PXI的測試方案可解決測量工作中最關鍵的挑戰(zhàn)，而且測量結果證明這是一個非常出色的ET PA測試方案。