差分運算放大器驅(qū)動器實現(xiàn)高分辨率ADC輸入過壓保護(hù)

引言
     超低失真和噪聲的高性能、全差分運算放大器是支持 高速、高性能模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)實現(xiàn)高分辨率和較低總諧 波失真(THD)的關(guān)鍵所在。運算放大器，我們在本文中簡稱 為驅(qū)動器，在ADC的前端執(zhí)行各種操作。驅(qū)動器處理緩沖 和幅值放大，將單端輸入轉(zhuǎn)換為差分輸出并連接到ADC的 差分輸入，通過其VOCM引腳上的電壓設(shè)置調(diào)節(jié)ADC的共模 輸入信號以及對信號進(jìn)行濾波。
本文討論如何有效保護(hù)ADC，不被運算放大器驅(qū)動器 引起的輸入過壓損害。新MAX44205為180MHz、低噪聲、低 失真、全差分ADC驅(qū)動器，內(nèi)置箝位功能，使驅(qū)動器輸出 擺幅在ADC的規(guī)定電源范圍內(nèi)。硬箝位電路保護(hù)ADC不受 其輸入上過壓的損害；驅(qū)動器和ADC之間無需附加外部分 立式元件，即可實現(xiàn)箝位保護(hù)。與傳統(tǒng)的保護(hù)二極管方式相 比，該設(shè)計既節(jié)省空間又節(jié)約成本。

1 ADC輸入過壓保護(hù)的重要性
高性能ADC的價格較高，系統(tǒng)設(shè)計者必須選擇能夠保 護(hù)ADC不受過壓損害的驅(qū)動器。當(dāng)今的18位/20位ADC使用 不超過3.3V的基準(zhǔn)電壓/電源電壓，但ADC驅(qū)動器通常使用±5V雙電源甚至更高電壓。驅(qū)動器VSS引腳的負(fù)電壓用于支 持整個ADC滿擺幅輸入信號擺動。其中有一個問題：根據(jù) 驅(qū)動器輸入信號的不同，其輸出會超過ADC的輸入電源。如果我們不將驅(qū)動器輸出電壓箝位到ADC電源電壓范圍之內(nèi)，會永久損壞ADC。
市場上的大多數(shù)ADC的兩個電壓軌的輸入上都有ESD保護(hù)二極管，但這些二極管不能處理大于20mA至50mA的電 流，持續(xù)時間超過幾秒即會永久損壞。甚至內(nèi)部ESD二極管 上較長持續(xù)時間的漏電流也會損壞二極管和ADC。大多數(shù)設(shè)計者在驅(qū)動器輸出上使用齊納二極管或肖特基 二極管，限制ADC的輸入信號擺動。這種箝位方案中，需要 四個分立式二極管和限流電阻。有一種替代方案。MAX44205 為180MHz、低噪聲、低失真、全差分運算放大器驅(qū)動器，內(nèi) 置箝位電路，將其輸出擺幅限制在ADC電源范圍之內(nèi)。從而 能夠保護(hù)ADC不受輸入過壓的損害。該驅(qū)動器的箝位功能省 去了四個附加分立式元件，節(jié)省PCB空間和成本。

2 用分立式元件實現(xiàn)箝位
設(shè)計者利用肖特基 二極管箝位ADC的輸入 電壓。 這是一種不錯的 方法， 因為根據(jù)通過的 電流不同， 這些二極管 的最小正向壓降為大約
0.25V至0.4V。使用肖特 基二極管有另外三項重 要優(yōu)點：1.) 反向漏流非 常 小 ； 2 . )  寄 生 電 容 較 ??；3.) 反向恢復(fù)時間非?？臁?在肖特基二極管

圖1    利用肖特基二極管實現(xiàn)基本電壓箝位的原理圖

圖2   使用四個外部肖特基二極管的箝位驅(qū)動器輸出，保護(hù)ADC不受驅(qū)動器輸出過壓的損害

的三項優(yōu)點中，低反向漏流和較小的寄生電容對于高精度ADC 應(yīng)用非常關(guān)鍵。如果二極管開始箝位和退出箝位的速度非常關(guān) 鍵，那么第三項優(yōu)點，快速反向恢復(fù)時間，就非常有用。
盡管肖特基二極管的寄生電容較小，但設(shè)計者必須選 擇反向電壓變化時電容變化最小的二極管。這種非線性效應(yīng) 對于諧波失真非常重要的應(yīng)用很關(guān)鍵。當(dāng)箝位要求不太高時，也使用齊納二極管進(jìn)行電壓箝 位。盡管可以使用，但齊納二極管的反向漏電流較高，造成 其對ADC應(yīng)用的效率較低。
圖1所示為利用肖特基二極管將ADC輸入箝位到預(yù)定電 壓的基本方式。
圖1中使用兩個BAT42 Vishay ?肖特基二極管。ADC驅(qū)動 器輸出超過ADC的正電源時，每路輸出至正電源電壓上的 兩個肖特基二極管開始導(dǎo)通；二極管將這兩個節(jié)點的電壓維 持在3.3V加二極管正向壓降。注意，根據(jù)二極管額定功率不 同，肖特基二極管的正向壓降有所變化。所以，選擇正向壓
降指標(biāo)較低的肖特基二極管，其正向連續(xù)電流指標(biāo)要與應(yīng)用相匹配。
四個電阻中，RLIMIT限制通過肖特基二 極管以及穩(wěn)壓器提供的3.3V電源軌的電流， RSERIES保護(hù)ADC的內(nèi)部ESD保護(hù)二極管。設(shè) 計者必須調(diào)整這些電阻的大小，使電流保持 在滿足具體應(yīng)用的合理水平。
RLIMIT電阻也有助于減小流入到穩(wěn)壓器 即3.3V電源軌的電流。如果不限制該電流，穩(wěn) 壓器的輸出電壓會增大并損壞使用電路板上 相同穩(wěn)壓器輸出的其它IC。如果您確認(rèn)ADC 驅(qū)動器不會輸出超過約100mA電流，有一種 替代方法。串聯(lián)電阻不使用限流電阻。驅(qū)動 器和ADC之間的RC抗混疊濾波器將限制通過 外部肖特基二極管的電流，使其達(dá)到10mA左 右的合理水平。
所以同樣，RLIMIT電阻有助于限制流 入3.3V電源軌的電流。此外，與肖特基二極 管電容一起，形成低通濾波器，將降低電路 帶寬響應(yīng)。對于需要較高帶寬的ADC應(yīng)用，這是一個問題，不利于ADC操作。


3 保護(hù)電路示例
外部肖特基二極管硬箝位
現(xiàn)在，我們介紹使用四個肖特基二極管的電路(圖2)， 保護(hù)ADC免受驅(qū)動器輸出過壓的損害。高性能16位至20位 ADC需要低噪聲、低失真驅(qū)動器，以保證輸入信號的質(zhì)量 以及ADC的總體轉(zhuǎn)換精度。本例中，一對7.5?電阻和一個
1nF電容組成抗混疊濾波器，提供21.22 MHz截斷頻率。為簡 潔起見，我們不討論如何確定低通濾波器元件的大小，本文 僅限于介紹ADC的過壓保護(hù)。
圖2所示為MAX44206運算放大器，配置為增益等于1V/ V的差分放大器配置，±5V雙電源，VOCM = 1.65V。每路輸 出通過直流電平轉(zhuǎn)換至1.65V，也就是ADC的中間電壓，以 充分利用ADC從0V至3.3V的完整轉(zhuǎn)換范圍?！?V雙電源使 驅(qū)動器提供在0V至3.3V整個轉(zhuǎn)換范圍內(nèi)擺動的輸出電壓。驅(qū) 動器輸入上使用的輸入信號通常幅值相等，相差180°，以 實現(xiàn)最大的差分輸出信號擺幅?，F(xiàn)在，每路輸出直流電平轉(zhuǎn) 換至1.65V，每路輸出的幅值相等，基于輸入信號擺幅，分 別相差180°。

圖5 本電路中，不使用外部肖特基二極管或分立式元件對驅(qū)動器輸出進(jìn)行箝位

在我們的實驗中，進(jìn)行了兩項測試：
1.每路輸出上的電壓擺幅設(shè)置為3.3VP-P，使用1.65VDC
偏置電壓每路輸入為3.3VP-P，相差180°，兩路輸入上的實際 差分輸入電壓(VINDIFF)為6.6VP-P。由于增益為1V/V，所 以每路輸出也為3.3VP-P，相差180°，輸出上的差分電壓為6.6VP-P (圖3)。
從圖3的示波器曲線中可以看出，由于每路輸出的最大 和最小電壓分別為3.3V和0V，尚未啟動箝位，如VOUT曲線 所示。這是可以理解的，二極管尚未導(dǎo)通來保護(hù)ADC。
2. 每路輸出上的電壓擺幅設(shè)置為5VP-P，使用1.65VDC
偏置電壓每路輸入為5VP-P ，相差180°(圖4)。兩個輸入上的實 際差分輸入電壓(VINDIFF)為10VP-P。由于增益為1V/V，每 路輸出則應(yīng)為5VP-P，相差180°；輸出上的差分電壓應(yīng)為10VP-P。每路輸出在1.65VDC偏壓下的5VP-P意味著輸出擺 幅為4.15V至-0.85V。實際上，只要每路輸出超過3.3V加二極管正向壓降，二極管即打開，開始導(dǎo)通，將驅(qū)動器輸出電壓箝位到3.92V。類似地，二極管也將驅(qū)動器輸出箝
位到-0.8V。
在圖2的配置中，肖特基二極管導(dǎo)通的硬箝位 狀態(tài)期間，消耗的電源電流大約為15mA。大多數(shù) ADC的輸入電壓絕對最大額定值高于上軌0.3V以 及低于下軌- 0.3V。
無外部分立式二極管硬箝位
現(xiàn)在，我們介紹不使用外部二極管的驅(qū)動器 輸出過壓保護(hù)電路(圖5)。該方案不僅節(jié)省PCB空 間，也節(jié)省肖特基二極管的成本。圖5所示的電路 與圖2相同，但缺少了四個二極管。
圖5中的MAX44205運算放大器有兩個輸出箝位引腳， VCLPH和VCLPL，可用于將輸出電壓限制到預(yù)設(shè)電壓。將 ADC電源軌連接到這些箝位引腳時，驅(qū)動器輸出被箝位到 ADC電源軌范圍之內(nèi)，與驅(qū)動器的輸入電壓擺幅無關(guān)。

同樣，我們進(jìn)行了兩項測試：
1. 每路輸出上的電壓擺幅設(shè)置為3.3VP-P，使用1.65VDC
偏置電壓
同樣，每路輸入為3.3VP-P ，相差180°(圖6)。由于增 益為1V/V，每路輸出也為3.3VP-P，相差180°。在示波器曲 線中(圖6)，驅(qū)動器每路輸出的擺幅為3.3V至0V，與ADC電壓軌嚴(yán)格相同，所以至此尚未進(jìn)行箝位。
2.每路輸出上的電壓擺幅設(shè)置為5VP-P，使用1.65VDC
偏置電壓
每路輸入為5VP-P，相差180°；兩路輸入上的實際差 分輸入電壓(VINDIFF)為10VP-P，如圖7所示。由于增益為
1V/V，每路輸出也應(yīng)為5VP-P，相差180°。同樣，每路輸 出在1.65VD C偏壓下的5VP-P意味著輸出擺幅理論上應(yīng)為
4.15V至-0.85V。MAX44205運算放大器對輸出進(jìn)行箝位，將 其正向擺動限制到3.72V，負(fù)向擺動限制到-0.4V，如VOUT+ 蹤跡所示(圖7)。
MAX44205運算放大器擁有專利箝位方法，硬箝位狀態(tài) 下通過VCLPL的耗流只有92μA。與圖4所示分立式設(shè)計的毫 安級電流持續(xù)10s相比，這毫不遜色。MAX44205在箝位期間 的輸出電壓限值為VCLPH + 0.34和VCLPL - 0.42。不建議嚴(yán) 格箝位到ADC的電源軌，因為驅(qū)動器輸出需要無失真擺動 到ADC的電源軌。如果將驅(qū)動器輸出嚴(yán)格箝位到VCLPH和 VCLPL，箝位電路需要在輸出等于ADC電源時打開，這將造 成失真。