無線充電qi協(xié)議的主控制器的低功耗設(shè)計

張二麗（電子科技大學(xué)，四川 成都 610054）

摘? 要：從1889年Nikola Tesla發(fā)明了著名的Tesla線圈開始，對無線充電技術(shù)的研究受到了廣大設(shè)計者的重視^[1]，華為2018年發(fā)布的無線充電技術(shù)，其最大功率可達(dá)15 W，標(biāo)志著無線充電時代的來臨。但是由于芯片集成度的提高，SOC的功率密度越來越大^[2]，低功耗設(shè)計成為無線充電技術(shù)中應(yīng)該關(guān)注的問題。針對Qi wirelesspower transfer version 1.1.2，采用格雷碼的編碼方式，二級門控時鐘，多閾值電壓以及低功耗計數(shù)器等功耗優(yōu)化技術(shù)，使得該協(xié)議中主控制器的功耗降低了30%。

關(guān)鍵詞：無線充電；數(shù)字電路；低功耗

0 引言

在傳統(tǒng)無線傳感網(wǎng)絡(luò)中，一般使用蓄電池充電，需要不斷更換電池，在制約了無線傳感網(wǎng)絡(luò)實(shí)際部署與廣泛應(yīng)用的同時大大提高了網(wǎng)絡(luò)的維護(hù)成本^[3]。而早在1988年，約翰.鮑爾斯在實(shí)驗室第一次成功用無線充電技術(shù)點(diǎn)亮了1米外的60 W的燈泡，無線充電技術(shù)的可行性得到論證^[4]，至此無線充電技術(shù)的研究越來越受到重視。
　　為了規(guī)范無線充電技術(shù)，WPC聯(lián)盟提出的QI協(xié)議，該協(xié)議采用定頻調(diào)占空比的架構(gòu)利用控制器不斷地對電路進(jìn)行監(jiān)控，通過調(diào)整線圈上的電壓進(jìn)行無線傳輸能量，與用蓄電池相比，其成本大大降低，但是伴隨著摩爾定律的盛行，每一代半導(dǎo)體工藝技術(shù)的提高，芯片密度的增大^[5]，對于設(shè)計者來說功耗就成為了必要的關(guān)注問題，電壓大小，dual-Vth和柵極尺寸都與低功耗技術(shù)密切相關(guān)^[6]。本文主要是對在RTL級電路設(shè)計的基礎(chǔ)上進(jìn)行低功耗設(shè)計。
1 數(shù)字電路功耗的形成

電路中的功耗分為兩類：靜態(tài)功耗和動態(tài)功耗。靜態(tài)功耗主要是待機(jī)時的功耗，主要由泄露電流組成，一方面是由于MOS管閾值電壓的存在，使得器件在關(guān)斷狀態(tài)下，具有亞閾值特性，因此會產(chǎn)生亞閾值電流^[7]。動態(tài)功耗主要是由于短路電流和負(fù)載電容充電引起的。而在這兩部分中有三種最主要的功耗消耗：對電容進(jìn)行充放電的跳變功耗，在電路反轉(zhuǎn)過程中產(chǎn)生的短路電流功耗和MOS器件的漏電流損耗^[8]。其原理如下：當(dāng)輸入電平為低時，PMOS管會對輸出節(jié)點(diǎn)上的電容進(jìn)行充電，當(dāng)輸入電平為高電平時，NMOS會對電容進(jìn)行放電，從而達(dá)到反相器的效果，在這一過程中形成了MOS管的動態(tài)功耗，如下圖1所示。

在輸入信號的上升或下降的過程中，如果輸入電平在 V_THN 與 V_THP+V _DD 之間時，此時NMOS與PMOS管同時導(dǎo)通，會出現(xiàn)短路功耗。漏電流功耗是由MOS器件的各種泄漏電流引起的損耗。其相應(yīng)的公式如下：

其中 ? 是跳變系數(shù)， f 是輸入跳變頻率， V_DD 是電源電壓，

即MOS管自身電容，互連線之間的電容以及后級負(fù)載電容。

其中K為介電常數(shù)， τ為電平信號轉(zhuǎn)換時間， V_TH 代表閾值電壓，f代表時鐘頻率。可見閾值電壓越高，短路功耗越低.

是泄露電流

PN結(jié)反向電流I4（PN-junction Reverse Current）
　　源極和漏極之間的亞閾值漏電流I2（Sub-thresholdCurrent）
　　柵極漏電流，包括柵極和漏極之間的感應(yīng)漏電流I3（Gate Induced Drain Leakage）
　　柵極和襯底之間的隧道漏電流I1（Gate Tunneling）
　　靜態(tài)功耗主要于工藝有關(guān)。由于無線充電是數(shù)?；旌想娐?，故對控制器的設(shè)計要考慮模擬方面的需求，采用的是0.25 μm ，5 V的標(biāo)準(zhǔn)CMOS數(shù)?；旌蠋臁?br/>2 無線充電設(shè)計的總體架構(gòu)

根據(jù)無線充電QI協(xié)議中控制器的設(shè)計要求，其控制器的設(shè)計架構(gòu)如下圖3a所示。該架構(gòu)主要有：狀態(tài)機(jī)，計數(shù)器，選擇器和移位寄存器構(gòu)成。狀態(tài)機(jī)的設(shè)計如下所示，主要負(fù)責(zé)計數(shù)器的啟動，在不同的狀態(tài)下接收相應(yīng)的數(shù)據(jù)包，并進(jìn)行CRC的比對，但在協(xié)議中使用的狀態(tài)只有ping，selection，identication，powertransfer^[9]，在這四個狀態(tài)下由于在identification狀態(tài)下需要控制的信號較多，為避免瞬時功耗太高，將此狀態(tài)根據(jù)數(shù)據(jù)包的不同進(jìn)行了如下圖所示的劃分。計數(shù)器：由于控制器需要不斷監(jiān)控電路以及接收方的充電情況，所以需要不斷接收數(shù)據(jù)包，不同的數(shù)據(jù)包的data位寬是不一樣的，故需要計數(shù)器對發(fā)送來的數(shù)據(jù)位進(jìn)行計數(shù)，同時不同的數(shù)據(jù)包之間有一定的時序要求，當(dāng)超過一定的時間時未接收到相應(yīng)的數(shù)據(jù)包，則電路進(jìn)行斷電處理。移位寄存器用來存儲接收方發(fā)送過來的識別配置數(shù)據(jù)包以及當(dāng)前充電的狀態(tài)和電量的多少等，并將接收到的串行信號轉(zhuǎn)變?yōu)椴⑿行盘枴?/p>

3 低功耗設(shè)計技術(shù)

3.1 采用二級門控時鐘電路控制功耗

時鐘信號是整個電路設(shè)計中反轉(zhuǎn)率最高的信號，由此而帶來的動態(tài)功耗是相當(dāng)大。但是在單個時鐘周期中，需要工作的模塊并不是很多，故在設(shè)計中利用RTL特有的編碼方式，在綜合的過程中加入相應(yīng)的命令，就可以采用門控時鐘的設(shè)計方式來降低功耗，但是一般情況下采用一級門控時鐘控制，但是由于無線充電對于功耗的要求，在這里采用二級門控時鐘，其相應(yīng)的電路圖如下所示，從圖4a與圖4b中可以看出，與一級門控時鐘相比，二級門控時鐘減少了三個與門而多了一個CGcell，且它能在減少系統(tǒng)面積的同時也降低了組合邏輯電路的功耗和第二級CGcell的功耗。門控基本原理就是通過關(guān)閉芯片上暫時用不到的功能和它的時鐘，從而實(shí)現(xiàn)節(jié)省電流消耗的目的^[10]。

3.2 分段式的移位寄存器

對于QI協(xié)議的控制器，需要接收很多數(shù)據(jù)包，其中數(shù)據(jù)包的結(jié)構(gòu)如下圖5a所示，在設(shè)計中為了降低移位寄存器的翻轉(zhuǎn)率，我們將移位寄存器按照8bit一組進(jìn)行了劃分，如下圖5b所示，很明顯在存儲數(shù)據(jù)的時候只對當(dāng)前的8bit寄存器翻轉(zhuǎn)。

3.3 計數(shù)器的設(shè)計

在接收數(shù)據(jù)包的過程中，需要不斷地監(jiān)控時間，所以就要用到計數(shù)器，在通常地設(shè)計中，用的是同步計數(shù)器，計數(shù)器主要是由觸發(fā)器構(gòu)成，在同一時鐘下，所有觸發(fā)器是同時翻轉(zhuǎn)的，所以增加不必要的功耗，采用Jk觸發(fā)器構(gòu)成的異步計數(shù)器，在每次計數(shù)時只有第一級觸發(fā)器連接高電平，第二級觸發(fā)器由第一級的輸出端的下降沿驅(qū)動，第三級觸發(fā)器由第二級的輸出端的下降沿驅(qū)動，以此進(jìn)行，來降低功耗，如下圖6所示

3.4 狀態(tài)機(jī)的編碼方式

一般來說狀態(tài)的轉(zhuǎn)變是按照流程一步步走下來即可，但是在跳變的過程中會因為編碼的方式而造成功耗多少的不同，一般來說，在設(shè)計時，盡量采用格雷編碼方式，相鄰狀態(tài)之間只有一位數(shù)據(jù)發(fā)生變化，從而降低了功耗。

4 功耗分析結(jié)果

無線充電設(shè)計是一種數(shù)?；旌系碾娐?，故本次使用CSMC 0.25 μm 5 V enhance BCDMOS的標(biāo)準(zhǔn)單元的庫，其經(jīng)過功耗優(yōu)化之后結(jié)果如下圖7a所示。
　　與下圖7b中未進(jìn)行功耗優(yōu)化的電路相比，可以發(fā)現(xiàn)其功耗大幅度降低，功耗優(yōu)化率達(dá)到了30%。

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本文來源于科技期刊《電子產(chǎn)品世界》2020年第02期第66頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處。