CAN收發(fā)器節(jié)點計算與外圍電路參考設計

1   CAN總線節(jié)點數(shù)計算

一個CAN網絡中，總線所能支持掛載的最大節(jié)點數(shù)是衡量CAN收發(fā)器性能的一個重要參數(shù)。影響CAN總線節(jié)點數(shù)量的因素可以從CAN收發(fā)器的物理層和協(xié)議層兩個方面去考慮。

首先物理層方面，總線節(jié)點的輸出差分電壓大小決定了CAN總線電平能否被正常識別，通訊能否正常進行，主要由總線負載電阻R_L來決定，而R_L取決千總線終端匹配電阻以及各節(jié)點總線差分輸入電阻R_dif，我們可以通過如下方式從物理層角度去估算—個CAN網絡的最大節(jié)點數(shù)。

圖1 n個節(jié)點的CAN網絡總線拓撲

圖1為掛載n 個CAN 節(jié)點的總線網絡拓撲示意圖，其中R_T為終端匹配電阻，R_dif為CAN收發(fā)器的總線差分輸入電阻?？梢酝ㄟ^電路等效的方法得到如下所示簡易拓撲圖：

圖2 n個節(jié)點的CAN網絡等效電路圖

如圖2所示，Node1作為信號發(fā)送，Noden作為信號接收。從Node1端看進去的線路等效電阻為

將（1）式化簡可得

R_T為終端匹配電阻，此處取120 Ω；R_dif 為差分輸入電阻，這里取20 kΩ；R_L可支持的負載電阻范圍為45Ω ~700Ω，當R_L=45 Ω 時，n 取最大值為112。所以在此參數(shù)條件下的CAN總線網絡中，最多可支持掛載112 個CAN 節(jié)點。

從協(xié)議層方面來考慮，當總線節(jié)點數(shù)越多，總線越長，線路寄生越大，對于本地節(jié)點信號自發(fā)自收的工況下，總線寄生越大，有可能導致回環(huán)回來的信號衰減較多，CAN控制器的采樣發(fā)生錯誤，導致通訊異常；而對于相距較遠兩個節(jié)點之間進行通信的工況下，中間節(jié)點越多，線路越長，導致信號傳播延時較長，接收端在接收到發(fā)送端發(fā)出的CAN信號后會進行幀內應答(ACK)，傳播延時較長可能導致應答不及時，通訊失敗。所以在計算CAN總線最大掛載節(jié)點數(shù)時，應考慮線路寄生以及傳播延時的影響，具體要求為由線路寄生較大引起的信號衰減不應使得CAN控制器的采樣出現(xiàn)偏差，導致通訊異常；同時信號在傳輸路徑上的傳播延時應小于1/2的位時間，保證接收節(jié)點能夠及時應答，不會導致通訊失敗。

2   CAN總線外圍電路設計參考

在汽車應用中，EMC問題一直是一個廣泛關注的問題，而與傳統(tǒng)汽車相比，新能源汽車的EMC問題更加突出，因此對于汽車中大量使用的總線接口芯片的EMC性能要求也比較高。為了獲得較好的EMC 性能，除了芯片設計的考慮之外，系統(tǒng)中芯片外圍電路的補充完善也是至關重要的。這一部分將著重介紹一下CAN芯片外圍電路的一些參考設計( 如圖3 所示)。

圖3 CAN總線外圍電路參考設計示意圖

2.1   共模電感（Commonmodechoke-CMC）

共模電感的特性是對于共模信號表現(xiàn)較高的阻抗，對于差模信號表現(xiàn)較低的阻抗，所以對于共模噪聲干擾有較強的抑制作用。在汽車CAN網絡中，共模電感經常被用來提升系統(tǒng)EMC性能，除了可以濾除掉系統(tǒng)本身通過CAN總線發(fā)射出去的干擾噪聲，減小對其他系統(tǒng)的影響，同時也可以抑制其它系統(tǒng)產生的干擾噪聲對CAN總線通信的影響。

CANFD=5Mbps不加CMC的EMI測試結果

圖4 CANFD=5Mbps加CMC的EMI測試結果

圖4所示為NOVOSENSECAN收發(fā)器EMI測試結果，分別為總線加commonmodechoke（CMC）和不加CMC的測試結果，對比可見CMC對于通過CAN總線發(fā)射出去的電磁干擾有較強的抑制作用。

通常我們在CMC選型時需要關注電感值、泄露電感(leakageinductance)、直流電阻(DCresistance)、模式轉換特性(modeconversioncharacteristics) 等特性。

●   電感值

對于CMC電感值的選取我們需要從抑制總線共模噪聲方面去考慮。在CAN總線的共模噪聲頻率處，CMC應具有盡可能高的電感值，表現(xiàn)為高阻抗抑制共模噪聲的傳播，電感值較小對于共模噪聲的抑制效果會不佳，而電感值較大又會有尺寸和成本方面的限制。建議對于500 kbps的CAN通信可以采用51 uH電感值的CMC，對于2 Mbps 的CANFD 通訊可以采用100 uH 電感值的CMC。

●   泄漏電感

泄漏電感也稱差模電感，對差模信號有一定的抑制作用。泄露電感較大可能會導致CAN信號產生振鈴，影響CAN總線正常通訊。而一定的泄露電感，又可以起到抑制CAN總線中差模電流的作用，提升系統(tǒng)的EMI性能。所以應該綜合考慮泄露電感的影響，只要不在總線信號上產生較大振鈴，干擾總線正常通訊，適當?shù)男孤峨姼惺怯欣摹?/p>

●   直流電阻

共模電感的直流電阻越大，總線信號的損耗越大，傳輸效率越低。在確定了共模電感的電感值后，應該選取直流電阻盡可能小的CMC。

●   CMC的模式轉換特性

共模電感的模式轉換特性，反映的是共模電感上下線圈的對稱性，通過S_sd12/S_ds21參數(shù)來體現(xiàn)。S_sd12/S_ds21參數(shù)差別越大，模式轉換特性越大，表示CMC上下線圈的不對稱性較大，會在CAN總線通信過程中引入新的共模噪聲，降低CMC的EMI濾波性能。所以我們應選取S_sd12/S_ds21兩個參數(shù)比較接近的CMC。

如圖5所示為DLW32SH101XF2的阻抗與頻率特性曲線。整體來看，CMC具有較高的共模阻抗，用以抑制共模噪聲。在CAN總線通訊的頻段，CMC具有較高的共模阻抗Z_c以及較小的差模阻抗Z_d，保證抑制共模噪聲的同時不會影響總線的正常通訊。

圖5 CMC阻抗－頻率特性曲線

在CAN網絡正常通訊過程中，如果總線發(fā)生異常故障，比如總線短路到BAT或者V_cc，由于CMC的存在，可能會在總線上產生臨近或者超過總線耐受電壓的瞬態(tài)電壓。對于NOVOSENSE系列的CAN收發(fā)器，這種因為總線短路在CMC上產生的瞬態(tài)過壓，滿足芯片總線引腳內部ESD防護電路的開啟條件，總線上由于CMC感生出來的過壓能量會通過內部的ESD防護電路完全泄放掉，不會對芯片造成任何損傷。

2.2 終端分立電阻

在具有多個節(jié)點的CAN網絡中，我們通過總線連接各個CAN收發(fā)器的CANH、CANL引腳進行通信，通常會在首端節(jié)點和末端節(jié)點的總線上各并聯(lián)一個電阻，其阻值一般與總線的特征阻抗保持一致，這個電阻的作用主要有以下幾點：

●   匹配總線特征阻抗，阻止信號反射，保證信號傳輸質量

CAN總線的特征阻抗一般為120Ω，而CAN收發(fā)器隱性狀態(tài)下的總線差分輸入電阻為幾十kΩ，發(fā)射節(jié)點的信號在經過總線傳輸?shù)浇邮展?jié)點后，會發(fā)生信號反射，導致總線信號產生振鈴，影響CAN網絡的正常通信。在接收端并聯(lián)一個與總線特征阻抗匹配的電阻后，可以吸收掉信號到達接收端的多余能量，避免振鈴的產生，保證信號的傳輸質量。

●   總線負載電阻在45Ω ~ 70Ω范圍之間，提升總線的抗干擾性能

因為CAN收發(fā)器的輸入差分電阻阻值為幾十kΩ，在總線隱性狀態(tài)下，外部的一些輕微干擾通過幾十kΩ的電阻就有可能在總線上產生滿足顯性的差分電壓，改變總線狀態(tài)，所以需要在總線處并聯(lián)一個阻值較小的電阻來吸收外部的一些干擾，同時考慮到CAN收發(fā)器的總線輸出電壓范圍，并聯(lián)的電阻值應使得這一節(jié)點的外部等效負載電阻在45 Ω ~ 70 Ω 之間。

●   加速總線信號下降沿，確?？偩€快速切入隱性狀態(tài)

總線顯隱切換的過程也可以看作是一個對電容的充放電過程。沒有并聯(lián)終端電阻的情況下，顯性切換到隱性時，總線寄生電容僅通過CAN 收發(fā)器幾十kΩ 的內阻進行放電，過程比較緩慢，會導致信號下降很慢，在一些通訊速率較快的網絡中，會影響CAN 的正常通訊。通過在CAN 總線并聯(lián)一個阻值較小的匹配電阻，可以加速放電過程，加快總線信號的下降沿，使得總線由顯性快速切入隱性狀態(tài)。如圖6、圖7 所示，分別為不加終端電阻和加上終端匹配電阻時的CAN總線波形。

圖6 不加終端匹配電阻CAN總線波形

圖7 加60 Ω終端匹配電阻CAN總線波形

如圖6所示，不加終端匹配電阻的情況下，總線由顯性切換到隱性狀態(tài)時，電平下降緩慢，幾乎占據(jù)整個隱性bit位時間( 通訊速率=1Mbps)，會導致CAN通訊異常；而加了終端匹配電阻的情形下，電平下降較快，總線波形較為理想。

為了進一步提升CAN收發(fā)器的EMC性能，建議將單個終端匹配電阻分為兩個相等電阻串聯(lián)的方式，并在中間節(jié)點通過電容連接到GND，如圖8 所示。這樣的連接方式可以為總線上的共模干擾提供額外的路徑，進一步降低總線共模噪聲的影響，同時也形成了一個RC低通濾波器，濾除一些高頻噪聲干擾。對于那些處于CAN網絡中的一些中間節(jié)點，也可以采用這樣的端接電阻方法，進一步提升中間節(jié)點的信號質量，如圖6所示。

圖8 CAN總線網絡各節(jié)點終端分立電阻示意圖

CAN網絡的總線電阻在45Ω~70Ω 之間，例如在一個11節(jié)點的CAN網絡中，R_T 取124Ω，若總線負載等效電阻值取50Ω，則根據(jù)以下公式：

可以近似計算得到R_S 阻值約為2.3kΩ，則R_S/2為1.15kΩ。同時為了保持CANH和CANL兩條路徑的對稱，避免產生新的共模噪聲，應選擇精度比較高的電阻，盡可能使得阻值一致。

2.3 總線電容

除了通過總線上加CMC以及采用分立終端匹配電阻的方法來提升CAN總線的EMC性能，分別在CANH和CANL上加一個對地電容，也可以濾除總線上的一些高頻噪聲，能在一定程度上提升CAN總線的EMC性能。當然對地電容值的選取需要綜合考慮多種因素，如果電容過大，會導致總線信號衰減，上升和下降時間增大，縮短bit 時間，影響總線正常通訊；同時對地電容容值與信號源的阻抗所組成的RC 低通濾波器截止頻率應高于CAN總線的通訊速率，保證CAN總線的正常通訊。所以需要綜合考慮總線長度、節(jié)點數(shù)量、通訊速率等因素來選擇合適的對地電容。一般建議對于2 Mbps的CANFD通訊，總線對地電容不超過100 pF。

2.4   ESD保護二極管

在汽車或者工業(yè)應用中，對于一些有外部連接接口的系統(tǒng)，在安裝和維護過程中積累的過量電荷會通過接口線纜流入模塊，這些放電能量足夠高有可能高達幾十kv，那么位于接口端的接口芯片就會首當其沖，被放電能量損壞，導致系統(tǒng)無法工作。所以保護接口收發(fā)器免受ESD的影響對于系統(tǒng)應用來說至關重要。對于CAN收發(fā)器，雖然芯片內部設計了相關的ESD保護電路，但是受限于芯片尺寸，一般總線端的ESD防護能力遠遠達不到一些環(huán)境下的ESD沖擊。因此，需要使用外部ESD保護二極管來提升系統(tǒng)端的ESD防護能力，瞬態(tài)電壓抑制(TVS)二極管就是常用于外部ESD 防護的器件。

對于TVS管的選取，除了要考慮其瞬時響應特性，能快速泄放瞬間大能量，我們還應注意以下幾個參數(shù)：

●   反向關斷電壓(V_RWM)

反向關斷電壓參數(shù)表征TVS管不導通狀態(tài)下的最大電壓。在CAN總線正常工作情況下，TVS管應處于截止狀態(tài)，當CAN總線出現(xiàn)異常過壓達到TVS擊穿電壓時，TVS管由高阻態(tài)變?yōu)榈妥钁B(tài)，將總線異常過壓導致的瞬時過流泄放到地。所以TVS管的反向關斷電壓應高于CAN總線的正常工作電壓，否則就會影響CAN總線的正常通訊。一般TVS管的反向關斷電壓應高于CAN收發(fā)器總線的共模電壓工作范圍。

●   擊穿電壓(V_BR)

V_BR表征TVS管通過一定電流時的兩端電壓，在這個電壓下，TVS管呈現(xiàn)低阻抗特性，一般情況下V_BR會略高于V_RWMo

● 鉗位電壓(V_CL)

V_CL表征在峰值脈沖電流下TVS管的最大鉗位電壓。在CAN系統(tǒng)應用中，TVS管的V_CL應不超過總線的絕對最大額定電壓(AMR)，否則就有可能損壞CAN收發(fā)器。

●   峰值脈沖功率(P_PP)

峰值脈沖功率為峰值脈沖電流與鉗位電壓V_a的乘積，P_PP越大，給定最大鉗位電壓條件下，TVS管的瞬態(tài)浪涌電流吸收能力越大，TVS管的ESD保護效果更好。所以在選定V_CL的前提下，應選擇P_PP較大的TVS管。

●   電容(C_d)

C_d表征在一定頻率下TVS管的寄生電容大小。在CAN總線應用中，對于CAN總線通訊頻率，應選擇具有較低寄生電容的TVS管，避免對總線信號產生較大衰減，影響通信。

TVS管應盡可能放置于模塊對外連接處，以便快速將外部能量泄放到地。TVS管的走線應盡可能的短，以減少線路的寄生電感以及阻抗影響：寄生電感可能導致V_CL電壓的增加，而走線阻抗則會降低TVS管對浪涌能量的泄放能力。

（本文來源于《EEPW》202411）