AC-DC電源設計要點剖析

即使是對經驗最豐富的電源設計人員來說，要在一個小體積內實現電源效率最大化也不是一件容易的事。需要小型電源設計的設備有很多，在給定時間內，這類設備可能需要為負載提供數百瓦的功率。對于高度限制小于1U的系統(tǒng)，強制空氣冷卻也許不可行，這意味著必須采用成本高昂的大表面積薄型散熱器來實現散熱管理。

　　AC/DC電源就是輸入為交流，輸出為直流的電源模塊。其中在這模塊內部包含有整流濾波電路，降壓電路和穩(wěn)壓電路。在AC/DC電源轉換應用中，要求有較寬的輸入范圍，通常要求：85V~265V的交流輸入，輸出電源轉換效率要求高，同時能有效提高節(jié)能性能，滿負載效率在AC/DC電源設計中是一項主要考慮因素。提高AC/DC轉換器效率，實現更好的節(jié)能性能的方法，是綠色能源的倡導。

　　在大多數情況下，工作在這些功率水平的AC-DC電源需要某些類型的有源功率因數校正（PFC）。將功率半導體直接焊接到PCB板上然后再粘貼到底盤上，而不是使之絕緣并把它們用螺栓固定到底盤上。考慮到熱粘貼材料的成本，整個組裝成本將會下降。這也減少了電源的尺寸并減少了設備連接處溫度約10攝氏度，從而可將平均無故障時間間隔大約增加一倍。對于AC-DC電源，一般把一個非隔離離線升壓預轉換器用作PFC級，其DC輸出電壓作為下游隔離DC- DC轉換器的輸入。由于這兩個轉換器是彼此串聯的，故總體系統(tǒng)效率ηSYS為每個轉換器的效率的乘積：

　　（1）

　　由式（1）顯然可見，一種具有眾多高效特性的系統(tǒng)解決方案是結合交錯式雙臨界傳導模式（BCM） PFC與隔離式DC-DC轉換器，其中，前者后面跟著不對稱半橋（AHB），后者采用了帶自驅動同步整流器的倍流整流器次級端。

　　圖1.12V、300W、小型通用 AC-DC電源。

　　對于300W-1kW范圍的PFC轉換器，應該考慮選擇交錯式臨界傳導模式（BCM）PFC，因為在相似的功率水平下，它的效率要高于連續(xù)傳導模式 （CCM）PFC控制技術。交錯式BCM PFC基于一種可變頻率控制算法，在這種算法中，兩個PFC升壓功率級彼此同步180度錯相。由于具備有效的電感紋波電流消除，EMI濾波器和PFC輸出電容中常見的高峰值電流得以減小。輸出PFC大電容受益于紋波電流消除是因為流經等效串聯電阻（ESR）的AC RMS電流減小。另外，由于升壓MOSFET在依賴于AC線的零電壓開關（ZVS）下關斷，在零電流開關（ZCS）下導通，故可以進一步提高效率。對于 350W的交錯式BCM PFC設計，MOSFET散熱器可去掉，如圖1所示。另一方面，CCM PFC設計中使用的升壓MOSFET則易受與頻率相關的開關損耗的影響，而開關損耗與輸入電流及線電壓成比例。通過在零電流時關斷交錯式BCM升壓二極管，可避免反向恢復損耗，從而允許使用成本低廉的快速恢復整流二極管，而且在某些情況下可以無需散熱器。PFC轉換器工作時的固有特點是：輸出電壓調節(jié)采用電壓型PWM控制時9穩(wěn)態(tài)占空比Du為常數（即導通時間Ton為常數），輸人電流接近于正弦波。因此，控制電路中無須乘法器和電流控制，就可以實現功率因數校正。

　　對于隔離式DC-DC轉換器設計，半橋是一個很好的拓撲選擇，因為它有兩個互補驅動的初級端MOSFET，且最大漏源電壓受限于所加的DC輸入電壓。LLC通過可變頻率控制技術，利用與功率水平設計相關的寄生元素來實現ZVS。不過，由于經調節(jié)的DC輸出只使用電容濾波，這種拓撲最適合的是輸出紋波較低、輸出電壓較高的應用。

　　AHB主要用于高性能模塊（如CPU、DMA和DSP等）之間的連接，作為SoC的片上系統(tǒng)總線，它包括以下一些特性：單個時鐘邊沿操作;非三態(tài)的實現方式;支持突發(fā)傳輸;支持分段傳輸;支持多個主控制器;可配置32位~128位總線寬度;支持字節(jié)、半字節(jié)和字的傳輸。AHB系統(tǒng)由主模塊、從模塊和基礎結構 AHBInfrastructure）3部分組成，整個AHB總線上的傳輸都由主模塊發(fā)出，由從模塊負責回應?；A結構則由仲裁器、主模塊到從模塊的多路器、從模塊到主模塊的多路器、譯碼器（decoder）、虛擬從模塊（dummy Slave）、虛擬主模塊（dummy Master）所組成。

　　對于300W，12V DC-DC轉換器，AHB是一種高效的選擇。由于初級電流滯后于變壓器的初級電壓，故可為兩個初級MOSFET的ZVS提供必要條件。類似于LLC，利用 AHB實現ZVS的能力也取決于對電路寄生元素的透徹了解，比如變壓器漏電感、匝間電容和分立式器件的結電容。相比LLC控制中采用的可變頻率控制方法，固定頻率方案可以大大簡化次級端自驅動同步整流（SR）的任務。自驅動SR的柵極驅動電壓很容易由變壓器次級端推算出來。增加一個低端MOSFET驅動器，比如圖2所示的雙路4A FAN3224驅動器，就可以精確給出通過MOSFST米勒平坦區(qū)的電平轉換和高峰值驅動電流。