用于CPU內核的分布式電壓調節(jié)模塊

到2007年，pc將要求dc－dc轉換器能在0.95v提供高達200a的電流。飛兆半導體公司已開發(fā)出以多個模塊組成的分布式電壓調節(jié)模塊（vrm），每個模塊都能提供高達每相40a的電流，而效率超過80％。這樣，可以利用5相設計（five－phase design）提供200a的電流。在這個模塊中采用的方案是把多相dc－dc轉換器劃分為如下幾個部分：

1、pwm控制器及其相關元件

2、功率mosfet、mosfet驅動器、輸出電感和相關元件

3、由陶瓷和電解電容組成的輸入及輸出電容箱

本文只討論上面的第2點，即功率系統(tǒng)。控制器的輸出/輸入電容的選擇是十分標準的，可參見技術文獻。對于每一相位，上述第2點中由元件構成的所有功率組件會放置在1.15"×0.85"的小型插件板上，提供40a的電流并從控制器接收pwm ttl信號。這一模塊在主板上的占位面積大約為0.85"×0.25"，可以放置在板上任何靠近cpu的地方，以減小傳輸阻抗和損耗，為母板設計人員提供靈活性，優(yōu)化功率及pcb空間利用率。每一個模組板都可以安裝自己的散熱器。

設計方法

通過對同步降壓轉換器的損耗機制進行分析，可以計算個別因素對于模塊效率的影響，并允許在元件挑選及pcb布局技術中做出不同的選擇。損耗機制可以分組如下：

導通損耗＝iload^2×rds（on）×占空比（duty cycle）。由于兩者都是在最大電流情況下，iload由應用決定，占空比則由輸入和輸出電壓規(guī)格決定，我們要做的是使導通電阻rds（on）降到最低以減少可能的損耗。在輸入電壓為12v和產生的輸出電壓為1v的同步降壓轉換器中，同步整流器的占空比大約為91.7％，因此選擇具有最低rds（on）的mosfet。查看mosfet的產品規(guī)格說明書就可以很清楚地知道，沒有單個器件具有足夠低的rds（on）來得到容許范圍內的損耗，故需選擇兩個來完成任務。高端mosfet的導通損耗要低得多，占空比為8.3％，這意味著可以容忍較高的rds（on）。但必須在導通電阻和米勒電荷（miller charge）qgd以及后柵極閾值柵源電荷qgsp之間取得平衡，使總體損耗降至最小。

動態(tài)損耗＝0.5×（上升時間＋下降時間）×輸入電壓×iload×開關頻率。這種形式的損耗是高端mosfet中的主要損耗。仔細分析上面的公式，可以把每個參數(shù)的影響劃分如下：

上升和下降時間由mosfet的qgd和qgsp決定。高端mosfet必須具有最低的qgd合qgsp，以及合適的導通電阻，以滿足前一點的要求，當輸出電流達到40a時，導通損耗仍然是器件選擇的主要考量因素，器件應該具有最低的rds（on），即以較高的動態(tài)損耗作為代價，目的是獲得最佳的開關損耗與導通損耗的和值。所以，一般選擇用于同步整流器的mosfet，針對高端器件將總體損耗減至最小。

上升和下降時間也取決于柵極驅動器阻抗、驅動波形的上升和下降時間以及最大的輸出和灌電流（sink current）。為本項工作準備的pspice測試顯示，理想驅動器應能提供4－5a電流，上升和下降時間大約為3－5ns的驅動信號，然而，這種驅動器在目前的市場上還沒有，因此，可以選擇能提供2a電流，而上升和下降時間略大于5ns的驅動器。

開關頻率有時取決于控制環(huán)帶寬要求，最大紋波電壓和電流、pcb基板面（real estate）以及允許的最大損耗。在本應用中，開關頻率的選取是最重要的，必須三思而后行，本方案的開關頻率因為下列原因而選為200khz；

a）由于動態(tài)損耗直接與開關頻率成正比，較低的頻率，如200khz是一個很好的折衷值。

b）由源極電感效應引起的損耗也會達到最小化，因此它也取決于開關頻率。

c）在大功率級應用方面，dc－dc轉換器產生的熱量必須通過冷卻系統(tǒng)從vrm，并最終從計算機外殼散放。這是熱設計工程師處理新一代內核電源時不得不面對的事實，它意味著兩個明確的要求。第一個是必須為vrm板提供400fpm左右的氣流；第二個要求是必須在vrm中使用合適的散熱器。

d）較之300k hz，在200khz的開關頻率下，電感尺寸仍然很小，因此不需要任何額外的pcb空間。同時控制環(huán)帶寬的減小是極少的。根據(jù)實際經(jīng)驗，帶寬是開關頻率的1/4－1/10之間。當bw＝1/6開關頻率時，200khz時bw＝200/6＝33.3khz，而在300khz時，bw＝300/6＝50khz，相差16.3khz。這不太可能引起負載瞬態(tài)問題，也不會額外增加輸出濾波電容，同時也不會增加印制電路及電源接頭ohmic電阻損耗。采用銅皮、厚2oz或更多層數(shù)的pcb可以控制這些損耗。當然，銅皮越厚層數(shù)越多，成本也越大，但每平方英寸必須要有40a，這是唯一可行的方法，否則銅皮損耗會相當大。本文的選擇是8層2oz厚的銅皮。這樣就會有足夠的層數(shù)來降低寄生電阻，在不同的電路節(jié)電中分配大負載電流，同時降低所有電路節(jié)電的寄生電感，如在高端mosfet的漏極及同步整流器的開關節(jié)點和源極，允許快速轉換的同時，能大幅度限制板上各處的信號振蕩。
由mosfet源極電感引起的損耗如下：

針對同步降低轉換器，測試和仿真顯示：在高端mosfet關斷期間，源極電感會在其上產生一個負電壓，因為

迫使mosfet在柵極完全關斷后也繼續(xù)導電。這樣，由于總源極電感造成漏級電流的下降時間變長，使動態(tài)損耗增加。這種效應會在電流較大時使漏極電流的下降變慢，即每相電流較大造成動態(tài)損耗不成比例地增加，使這種效應最小化的最佳方法是選擇具有極低源極電感的封裝及經(jīng)實踐證明良好的高頻pcb布局技術。表1比較了幾種封裝形式。注意，bga封裝的源極電感與so8的相比，幾乎可以忽略不計，后者比5×5.5mm的bga封裝規(guī)模大數(shù)倍以上?？偠灾礃O電感效應由如下幾種因素決定：

總有效源極電感。包括封裝的源極電感和pcb的源極引線（trace）電感。為了使開關損耗在允許范圍內，二者都必須盡可能地小。

mosfet柵極閾值電壓和正向跨導（transconductance）gm以及負載電流電容性損耗c×v^2×f。除了選擇具有較低極間電容（interelectrode capacitance）的mosfet并降低開關頻率以外，幾乎沒有別的辦法能夠減小使這些損耗。一般而言，這類損耗小于電路總損耗的1－3％?？梢暈槎壭?。

元件選擇

應用本應用的拓撲結構是同步降壓轉換器，它比其他拓撲可以提供更佳的簡化和高效率組合，以及最低的總體成本。圖1b所示為在mosfet的柵極和源極具有寄生電感的同步降低轉換器。圖1a的圖形基于擴展的數(shù)學模型，表明效率是高端mosfet rds（on）和負載電流的函數(shù)?？梢钥闯龈叨薽osfet最佳的rds（on）值在7mω左右。這里選用了fdz7064s作為高端mosfet，以及兩個fdz5047n作為同步整流器。表2是它們的規(guī)格說明

電感選擇為1μh，這樣可以把電流紋波限制在易于處理的范圍之內。

布局方案


布局應遵循的主要原則是把所有的寄生效應減至最小。具體如下：
pcb寄生阻抗以8層2oz銅皮來處理。在bga封裝下面采用通孔，使得開關電流從一開始就進行多層分流，從而大幅減小有效地引線阻抗。

mosfet封裝寄生阻抗。這里應該選擇bga封裝，它比so8和dpak等封裝要好幾個數(shù)量級。

pcb寄生電感。和前文一樣，在bga封裝下面采用通孔，使得開關電流從一開始就進行多層分流，從而大幅度減小有效的引線阻抗。

高端mosfet源極與驅動開關節(jié)點的連接必須在源極焊盤的頂端進行，以避免產生源極電感。圖2詳細展示了賬篷形通孔的使用，有助于電流在器件源極實現(xiàn)多層分流。這樣能夠大幅減小寄生阻抗和電感。

熱處理

每個模塊的輸出功率＝40a×1.5v＝60w。對于80％的總功率效率，每個模塊每平方英寸的功耗＝（60/0.8）－60＝15w。需要氣流為400fpm的散熱器來對電路板進行散熱，以保持電路板溫度在105℃以下。

效率

圖3顯示了兩相80a應用的整體功率效率測量結果。每個模塊都備有一個散熱器，并配以400fpm的氣流。每相40a或總體80a時的效率測量值為80.23％。這個效率值在每相40a時測得，且每相僅使用三個bga mosfet。相對于每相20a的解決方案，要獲得相同的效率，傳統(tǒng)封裝所需的mosfet數(shù)量就要多很多。

結語

業(yè)界的每相電流一直徘徊于25－30a左右。本文的解決方案能夠提供40a的每相電流。

一直以來，vrm都是在pcb上制作，這限制了電源到負載的布局靈活性。飛兆半導體提供非常靈活的小型模塊，讓設計人員按需要把該模塊放置于最佳位置上，以實現(xiàn)功耗的最小化，并使瞬態(tài)響應及負載線效果提升至最高。

該解決方案為pc市場提供了最大的每相功率密度，同時維持安全的pcb溫度。當輸出電壓為1.5v時，1平方英寸模塊可提供60w的功率。

本文討論了布局技術，用以控制和最小化寄生阻抗及電感，并獲得出色的動態(tài)性能。

該解決方案提供開關器件及其驅動器的布局優(yōu)化，而輸出電感放在模塊上能節(jié)省主板空間，進一步提高主板的空間利用率。