甲乙類(lèi)互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)功率放大電路

甲乙類(lèi)互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)功率放大電路

乙類(lèi)放大電路的失真:

前面討論了由兩個(gè)射極輸出器組成的乙類(lèi)互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路（圖1），實(shí)際上這種電路并不能使輸出波形很好地反映輸入的變化，由于沒(méi)有直流偏置，管子的iB必須在|vBE|大于某一個(gè)數(shù)值（即門(mén)坎電壓，NPN硅管約為0.6V，PNP鍺管約為0.2V）時(shí)才有顯著變化。當(dāng)輸入信號(hào)vi低于這個(gè)數(shù)值時(shí)，T1和T2都截止，ic1和ic2基本為零，負(fù)載RL上無(wú)電流通過(guò)，出現(xiàn)一段死區(qū)，如圖1所示。這種現(xiàn)象稱(chēng)為交越失真。

5.3.1 甲乙類(lèi)雙電源互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路

一、電路的結(jié)構(gòu)與原理

利用圖1所示的偏置電路是克服交越失真的一種方法。

由圖可見(jiàn)，T3組成前置放大級(jí)（注意，圖中未畫(huà)出T3的偏置電路），T1和T2組成互補(bǔ)輸出級(jí)。靜態(tài)時(shí)，在D1、D2上產(chǎn)生的壓降為T(mén)1、T2提供了一個(gè)適當(dāng)?shù)钠珘?，使之處于微?dǎo)通狀態(tài)。由于電路對(duì)稱(chēng)，靜態(tài)時(shí)iC1= iC2 ，iL= 0, vo =0。有信號(hào)時(shí)，由于電路工作在甲乙類(lèi)，即使vi很?。―1和D2的交流電阻也小），基本上可線性地進(jìn)行放大。

上述偏置方法的缺點(diǎn)是，其偏置電壓不易調(diào)整，改進(jìn)方法可采用VBE擴(kuò)展電路。

二、VBE擴(kuò)展電路

利用二極管進(jìn)行偏置的甲乙類(lèi)互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路，其偏置電壓不易調(diào)整，常采用VBE擴(kuò)展電路來(lái)解決，如圖1所示。

在圖1中，流入T4的基極電流遠(yuǎn)小于流過(guò)R1、R2的電流，則由圖可求出

VCE4=VBE4（R1+R2）/R2

因此，利用T4管的VBE4基本為一固定值（硅管約為0.6~0.7V），只要適當(dāng)調(diào)節(jié)R1、R2的比值，就可改變T1、T2的偏壓值。這種方法，在集成電路中經(jīng)常用到。

5.3.2 單電源互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路

一、電路結(jié)構(gòu)與原理

圖1是采用一個(gè)電源的互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)原理電路，圖中的T3組成前置放大級(jí)，T2和T1組成互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路輸出級(jí)。在輸入信號(hào)vi =0時(shí)，一般只要R1、R2有適當(dāng)?shù)臄?shù)值，就可使IC3 、VB2和VB1達(dá)到所需大小，給T2和T1提供一個(gè)合適的偏置，從而使K點(diǎn)電位VK=VC=VCC/2 。

當(dāng)加入信號(hào)vi時(shí)，在信號(hào)的負(fù)半周，T1導(dǎo)電，有電流通過(guò)負(fù)載RL，同時(shí)向C充電；在信號(hào)的正半周，T2導(dǎo)電，則已充電的電容C起著雙電源互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路中電源-VCC的作用，通過(guò)負(fù)載RL放電。只要選擇時(shí)間常數(shù)RLC足夠大（比信號(hào)的最長(zhǎng)周期還大得多），就可以認(rèn)為用電容C和一個(gè)電源VCC可代替原來(lái)的+VCC和-VCC兩個(gè)電源的作用。

值得指出的是，采用一個(gè)電源的互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路，由于每個(gè)管子的工作電壓不是原來(lái)的VCC，而是VCC/2，即輸出電壓幅值Vom最大也只能達(dá)到約VCC/2，所以前面導(dǎo)出的計(jì)算Po、PT、和PV的最大值公式，必須加以修正才能使用。修正的方法也很簡(jiǎn)單，只要以VCC/2代替原來(lái)的公式中的VCC即可。

二、自舉電路

圖1電路是前面已討論的單電源互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路，它雖然解決了工作點(diǎn)的偏置和穩(wěn)定問(wèn)題，但在實(shí)際運(yùn)用中還存在其他方面的問(wèn)題。如輸出電壓幅值達(dá)不到Vom=VCC/2?，F(xiàn)分析如下。

在額定輸出功率情況下，通常輸出級(jí)的BJT是處在接近充分利用的狀態(tài)下工作。例如，當(dāng)vI為負(fù)半周最大值時(shí)，iC3最小，vB1接近于+VCC，此時(shí)希望T1在接近飽和狀態(tài)工作，即vCE1= VCES，故K點(diǎn)電位vK= +VCC-VCES ? VCC。當(dāng)vi為正半周最大值時(shí)，T1截止，T2接近飽和導(dǎo)電，vK=VCES?0。因此，負(fù)載RL兩端得到的交流輸出電壓幅值Vom= VCC/2。

上述情況是理想的。實(shí)際上，圖1的輸出電壓幅值達(dá)不到Vom= VCC/2，這是因?yàn)楫?dāng)vi為負(fù)半周時(shí)，T1導(dǎo)電，因而iB1增加，由于Rc3上的壓降和vBE1的存在，當(dāng)K點(diǎn)電位向+VCC接近時(shí)，T1的基流將受限制而不能增加很多，因而也就限制了T1輸向負(fù)載的電流，使RL兩端得不到足夠的電壓變化量，致使Vom明顯小于VCC/2。

如何解決這個(gè)矛盾呢？如果把圖1中D點(diǎn)電位升高，使VD >+VCC，例如將圖中D點(diǎn)與+VCC的連線切斷，VD由另一電源供給，則問(wèn)題即可以得到解決。通常的辦法是在電路中引入R3C3等元件組成的所謂自舉電路，如圖2所示。

在圖2中，當(dāng)vI =0時(shí)，vD=VD=VCC-Ic3R3 ，而vK=VK=VCC/2，因此電容T1兩端電壓被充電到VC3=VCC/2-Ic3R3。

當(dāng)時(shí)間常數(shù)R3C3足夠大時(shí)，vC3（電容C3兩端電壓）將基本為常數(shù)（vC3 ?VC3），不隨vi而改變。這樣，當(dāng)vi為負(fù)時(shí)，T1導(dǎo)電，vK將由VCC/2向更正方向變化，考慮到vD=vC3+vK=VC3+vK ，顯然，隨著K點(diǎn)電位升高，D點(diǎn)電位vD也自動(dòng)升高。因而，即使輸出電壓幅度升得很高，也有足夠的電流iB1，使T1充分導(dǎo)電。這種工作方式稱(chēng)為自舉，意思是電路本身把vD提高了。

小結(jié)

l 功率放大電路是在大信號(hào)下工作，通常采用圖解法進(jìn)行分析。研究的重點(diǎn)是如何在允許的失真情況下，盡可能提高輸出功率和效率。

l 與甲類(lèi)功率放大電路相比，乙類(lèi)互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)功率放大電路的主要優(yōu)點(diǎn)是效率高，在理想情況下，其最大效率約為7.85%。為保證BJT安全工作，雙電源互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路工作在乙類(lèi)時(shí)，器件的極限參數(shù)必須滿(mǎn)足：PCM＞PT1≈0.2 Pom，|V(BR)CEO|＞2VCC，ICM＞VCC/RL。

l 由于BJT輸入特性存在死區(qū)電壓，工作在乙類(lèi)的互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路將出現(xiàn)交越失真，克服交越失真的方法是采用甲乙類(lèi)（接近乙類(lèi)）互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路。通?？衫枚O管或VBE擴(kuò)大電路進(jìn)行偏置。

l 在單電源互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路中，計(jì)算輸出功率、效率、管耗和電源供給的功率，可借用雙電源互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)電路的計(jì)算公式，但要用VCC/2代替原公式中的VCC。

l 在集成功放日益發(fā)展，并獲得廣泛應(yīng)用的同時(shí)，大功率器件也發(fā)展迅速，主要有達(dá)林頓管、功率VMOSFET和功率模塊。為了保證器件的安全運(yùn)行，可從功率管的散熱、防止二次擊穿、降低使用定額和保護(hù)措施等方面來(lái)考慮。