COFDM 系統(tǒng)中信道狀態(tài)信息的提取及其在軟判決中的應(yīng)用(圖)

cofdm系統(tǒng)中csi的提取方法

　　利用cofdm系統(tǒng)前端信道估計(jì)和均衡的結(jié)果就可以對(duì)csi信息進(jìn)行提取，實(shí)現(xiàn)框圖如圖1所示。圖中yk是接收到的信號(hào)，hk*是實(shí)際信道響應(yīng)hk的估計(jì)值，zk是實(shí)際發(fā)送信號(hào)xk的估計(jì)值。我們需要的就是zk位于不同載頻點(diǎn)上的snr值。下面就介紹兩種提取csi的方法。因cofdm特殊的數(shù)據(jù)處理過(guò)程，以下算法全部都在頻域進(jìn)行。

用歸一法求平均噪聲功率來(lái)獲得csi

　　zk是實(shí)際發(fā)送信號(hào)xk的估計(jì)值，其snr應(yīng)為所包含的有效信號(hào)功率與疊加到它上面的噪聲功率比值。由信道均衡結(jié)果可知：

式中wk為信道中疊加的高斯白噪聲，wk服從獨(dú)立正態(tài)分布。對(duì)上式兩端取均方：

其中δxk2為發(fā)射信號(hào)的平均功率，δw2是平均高斯噪聲功率。

可見上式中第一項(xiàng)為有效信號(hào)功率，第二項(xiàng)則為疊加在有效信號(hào)上的噪聲功率。由snr的定義可得zk點(diǎn)的信噪比：

　　在cofdm系統(tǒng)調(diào)制端，由于數(shù)據(jù)信號(hào)在進(jìn)行映射前，已經(jīng)過(guò)了加擾、交織等隨機(jī)化處理，因此應(yīng)為一常量，其數(shù)值僅僅與調(diào)制端映射時(shí)所采用的星座圖有關(guān)。因此其信噪比公式還可以簡(jiǎn)化為：

　　代入(2)式可知snr可以表示為噪聲功率的倒數(shù)，在實(shí)際的實(shí)現(xiàn)中為了避免除法運(yùn)算，可以首先計(jì)算出平均噪聲功率：

　　zk的均方功率δzk可以用歸一的方法求得，由于δxk2為一常量，再利用量化和查表映射即可得到信道狀態(tài)信息。圖2就是用歸一法迭代計(jì)算csi的系統(tǒng)框圖，csik就是第k個(gè)載波位置的csi值。

　　在信道衰落變化比較快的頻率選擇性信道中，必須經(jīng)過(guò)大量的統(tǒng)計(jì)平均才能夠反映出其噪聲的統(tǒng)計(jì)特性。圖2中的統(tǒng)計(jì)器，利用一個(gè)fifo（先進(jìn)先出數(shù)據(jù)暫存器）不斷的更新數(shù)據(jù)并求其平均，系數(shù)ρ可以調(diào)節(jié)迭代速度，迭代的時(shí)間越長(zhǎng)，就越能夠反映信道中噪聲的統(tǒng)計(jì)特性，從而得到實(shí)時(shí)的信道狀態(tài)信息csik。而且，由于此時(shí)的csi是長(zhǎng)時(shí)間的統(tǒng)計(jì)平均結(jié)果，這樣就消除了信道中窄帶干擾對(duì)于信道估計(jì)的影響。

利用信道的信號(hào)功率轉(zhuǎn)移函數(shù)作為csi

由上述并觀察(3)式，可見snr與信道功率轉(zhuǎn)移函數(shù)|hk*|2 成正比。

　　在信號(hào)衰落變化較慢的頻率選擇性信道中，信道噪聲的統(tǒng)計(jì)特性變化也是緩慢的，因此可利用|hk*|2直接作為信道狀態(tài)信息。這樣csi的計(jì)算就變得比較簡(jiǎn)單，此時(shí)的csi函數(shù)充分反映了信號(hào)功率隨信道衰落的變化情況。但是，由于沒有考慮到信道噪聲對(duì)snr的影響，它只是粗略的等價(jià)于csi，而且不能消除信道有效帶寬中存在的窄帶干擾。所以，用|hk*|2作為csi只能適用于固定接收等衰落變化比較緩慢的信道，而不能適用于移動(dòng)接收等衰落變化比較快、而且存在窄帶干擾的信道。

csi在軟判決譯碼中的應(yīng)用

　　如前文所述，在頻率選擇性信道，各個(gè)載波位置具有不同的snr，所以提取出的csik數(shù)值也是波動(dòng)變化的，具有高csi值的數(shù)據(jù)比低csi值的數(shù)據(jù)有更高的可信度。在萊斯和瑞利等多徑衰落信道中，csi值的變化范圍是很大的，所以我們必須對(duì)csi的值設(shè)定門限，對(duì)csi即數(shù)據(jù)的可靠性進(jìn)行均勻量化，將其設(shè)定為多個(gè)不同的可信度臺(tái)階。下面就將軟判決中的判決可信度與csi結(jié)合起來(lái)共同說(shuō)明這一過(guò)程。

　　為了提高系統(tǒng)的性能，在viterbi譯碼前對(duì)數(shù)據(jù)解映射時(shí)采用軟判決，即mi(qam符號(hào)的第i比特)判決的可

靠性由數(shù)據(jù)符號(hào)位置到星座圖判決門限的距離來(lái)衡量。

圖3：均勻64qam星座圖

圖3是歐洲dvb-t系統(tǒng)中所采用的均勻64qam星座圖及其相應(yīng)的比特關(guān)系。

圖4：64qam星座圖判決可信度的度量

圖4中的曲線表示了64qam星座圖解映射時(shí)判決可信度的度量。在圖4中，曲線a是64qam解映射第一位（b0）和第二位（b1）的度量值，曲線b是第三位（b2）和第四位（b3）的度量值，曲線c是第四位（b4）和第五位（b5）的度量值，b0和b1的判決門限為0，b2和b3的判決門限為+4和-4， b4和 b5的判決門限為+6、-6、+2和-2。

　　　根據(jù)qam的信號(hào)特性，可知b0、b1的優(yōu)先級(jí)高于b2、b3、b4和b5，而b2和b3的優(yōu)先級(jí)高于b4和b5，這一特性可以用來(lái)作為可信度的度量。

　　由于csi和mi與數(shù)據(jù)判決的可靠性有直接的關(guān)系，有了csi和mi，就可以通過(guò)csi乘以mi得到最后的可信度量值ri。

　　其中csik表示第k個(gè)載波位置的csi值，i表示由第k個(gè)載波數(shù)據(jù)符號(hào)解映射輸出的第i比特位。

圖5：兩種csi提取方法的性能比較

為了充分利用信道輸出信號(hào)的信息，提高譯碼的可靠性，可信度值r必須適當(dāng)?shù)亓炕?，然后再輸入到軟判決viterbi譯碼器譯碼。量化越精確，則越能精確地反映接收碼元的可信度，從而使譯碼器性能接近于最大似然譯碼。

性能仿真分析

　　圖5是本文提出的兩種csi提取方法的算法仿真，仿真基于歐洲數(shù)字電視dvb-t標(biāo)準(zhǔn)，其載波數(shù)為2048，采用2/3碼率收縮卷積碼，均勻64-qam星座圖映射，保護(hù)間隔1/16。仿真分別在萊斯信道（f）和瑞利信道（p）中進(jìn)行，其信道參數(shù)依據(jù)于dvb-t標(biāo)準(zhǔn)所提供的信道模型。圖中1代表采用歸一法提取csi，2代表用信號(hào)功率轉(zhuǎn)移函數(shù)代替csi，由圖可見歸一法具有更好的性能。比較萊斯信道（f）和瑞利信道（p）可見，在瑞利信道（p）下，第一種提取方法相對(duì)于第二種提取方法在萊斯信道（f）可獲得更好的性能，這主要是由于瑞利信道更加接近于實(shí)際的無(wú)線移動(dòng)信道，具有比萊斯信道更為惡劣的衰落特性。第二種提取方法由于用信號(hào)功率轉(zhuǎn)移函數(shù)作為csi，沒有考慮到信道的噪聲統(tǒng)計(jì)特性的變化，所以它并不適用于衰落變化比較快、而且存在窄帶干擾的信道，但由于其實(shí)現(xiàn)比較簡(jiǎn)單，可用于固定接收等衰落變化比較緩慢的信道。用歸一法提取的csi，是經(jīng)過(guò)長(zhǎng)期的迭代得到的，充分地反映了信道噪聲的統(tǒng)計(jì)特性，因此更適用于移動(dòng)接收等衰落變化比較快、而且存在有窄帶干擾的信道。