COFDM 系統(tǒng)中信道狀態(tài)信息的提取及其在軟判決中的應(yīng)用(圖)
加入技術(shù)交流群
引言
與單載波系統(tǒng)相比，正交頻分復(fù)用（cofdm）系統(tǒng)應(yīng)用多個子載波傳送一個并行的數(shù)據(jù)流，經(jīng)過編碼和交織的數(shù)據(jù)流被調(diào)制于多個子載波上，在具有頻率選擇性的多徑衰落信道中，cofdm系統(tǒng)具有比單載波系統(tǒng)更好的抗衰落性能，所以cofdm技術(shù)在寬帶通信領(lǐng)域得到了日益廣泛的應(yīng)用。寬帶通信系統(tǒng)的無線信道通常具有頻率選擇性而且是時變的，其信道轉(zhuǎn)移函數(shù)無論在時域還是頻域都呈現(xiàn)出非均勻性。因此在cofdm系統(tǒng)中，在其解調(diào)端必須對其信道的變化進行動態(tài)的估計。
本文將基于cofdm系統(tǒng)中信道估計與均衡的結(jié)果，結(jié)合歐洲數(shù)字電視標(biāo)準(zhǔn)dvb-t中cofdm傳輸系統(tǒng)的具體要求，給出兩種提取信道狀態(tài)信息(csi)的方法。
cofdm系統(tǒng)中的信道狀態(tài)信息
在時不變系統(tǒng)，如高斯白噪聲信道中，數(shù)據(jù)信號被調(diào)制于單載波上，在解調(diào)端所有的數(shù)據(jù)信號都被疊加了相同的平均噪聲功率。所以，在單載波通信系統(tǒng)中，對于被用于判決的接收信號而言，其判決的可靠性僅僅取決于接收到的信號數(shù)值與判決門限之間距離的比例關(guān)系。也就是說，對位于同一載頻上的接收信號，無論在時域還是頻域都呈現(xiàn)出一定的均勻性，即其判決可靠性對于全體信號而言是公平的。
但是在實際的無線信道中還有其他因素影響接收信號的可靠性，cofdm系統(tǒng)在解調(diào)時必須予以考慮。在瑞利信道等典型的頻率選擇性衰落信道中，若cofdm發(fā)端信號以相同的功率被調(diào)制于多個載波上，但由于非均勻的信道特性，在解調(diào)端不同的載波上將具有不同的信噪比（snr）。因此在進行信號判決時，被調(diào)制到高信噪比載波上的數(shù)據(jù)相對于低信噪比載波上傳送的數(shù)據(jù)具有更高的判決可靠性。
這種在判決之前時變的先驗可靠性信息稱為信道狀態(tài)信息（csi），它動態(tài)地反映了信道的變化情況。由信道變化所帶來的這種非均勻的，即不公平的可信度，在軟判決譯碼時必須予以考慮。因此，在cofdm解調(diào)端的viterbi譯碼之前，對csi進行提取是非常必要的，這也是多載波系統(tǒng)有別于單載波系統(tǒng)的一種非常重要而且獨特的結(jié)構(gòu)。
通常，信道狀態(tài)信息被定義為每個載波位置的信噪比。在高斯白噪聲信道下，僅對信號功率進行估計就可以計算其csi。但在頻率選擇性信道和在有效信號帶寬內(nèi)有窄帶干擾的信道中，每個子載波上的噪聲功率不盡相同，為了提高系統(tǒng)性能，就需要連續(xù)地對每個載波位置的噪聲功率進行估計。利用信道估計和信道均衡的結(jié)果，我們可以很容易地得到信號功率的估計值，但是對噪聲功率的估計就比較困難。下面將給出兩種利用信道估計和均衡結(jié)果提取csi的方法。
圖1：利用信道均衡結(jié)果提取csi
cofdm系統(tǒng)中csi的提取方法
利用cofdm系統(tǒng)前端信道估計和均衡的結(jié)果就可以對csi信息進行提取，實現(xiàn)框圖如圖1所示。圖中yk是接收到的信號，hk*是實際信道響應(yīng)hk的估計值，zk是實際發(fā)送信號xk的估計值。我們需要的就是zk位于不同載頻點上的snr值。下面就介紹兩種提取csi的方法。因cofdm特殊的數(shù)據(jù)處理過程，以下算法全部都在頻域進行。
用歸一法求平均噪聲功率來獲得csi
zk是實際發(fā)送信號xk的估計值，其snr應(yīng)為所包含的有效信號功率與疊加到它上面的噪聲功率比值。由信道均衡結(jié)果可知：
式中wk為信道中疊加的高斯白噪聲，wk服從獨立正態(tài)分布。對上式兩端取均方：
其中δxk2為發(fā)射信號的平均功率，δw2是平均高斯噪聲功率。
可見上式中第一項為有效信號功率，第二項則為疊加在有效信號上的噪聲功率。由snr的定義可得zk點的信噪比：
在cofdm系統(tǒng)調(diào)制端，由于數(shù)據(jù)信號在進行映射前，已經(jīng)過了加擾、交織等隨機化處理，因此應(yīng)為一常量，其數(shù)值僅僅與調(diào)制端映射時所采用的星座圖有關(guān)。因此其信噪比公式還可以簡化為：
代入(2)式可知snr可以表示為噪聲功率的倒數(shù)，在實際的實現(xiàn)中為了避免除法運算，可以首先計算出平均噪聲功率：
zk的均方功率δzk可以用歸一的方法求得，由于δxk2為一常量，再利用量化和查表映射即可得到信道狀態(tài)信息。圖2就是用歸一法迭代計算csi的系統(tǒng)框圖，csik就是第k個載波位置的csi值。
在信道衰落變化比較快的頻率選擇性信道中，必須經(jīng)過大量的統(tǒng)計平均才能夠反映出其噪聲的統(tǒng)計特性。圖2中的統(tǒng)計器，利用一個fifo（先進先出數(shù)據(jù)暫存器）不斷的更新數(shù)據(jù)并求其平均，系數(shù)ρ可以調(diào)節(jié)迭代速度，迭代的時間越長，就越能夠反映信道中噪聲的統(tǒng)計特性，從而得到實時的信道狀態(tài)信息csik。而且，由于此時的csi是長時間的統(tǒng)計平均結(jié)果，這樣就消除了信道中窄帶干擾對于信道估計的影響。
利用信道的信號功率轉(zhuǎn)移函數(shù)作為csi
由上述并觀察(3)式，可見snr與信道功率轉(zhuǎn)移函數(shù)|hk*|2 成正比。
在信號衰落變化較慢的頻率選擇性信道中，信道噪聲的統(tǒng)計特性變化也是緩慢的，因此可利用|hk*|2直接作為信道狀態(tài)信息。這樣csi的計算就變得比較簡單，此時的csi函數(shù)充分反映了信號功率隨信道衰落的變化情況。但是，由于沒有考慮到信道噪聲對snr的影響，它只是粗略的等價于csi，而且不能消除信道有效帶寬中存在的窄帶干擾。所以，用|hk*|2作為csi只能適用于固定接收等衰落變化比較緩慢的信道，而不能適用于移動接收等衰落變化比較快、而且存在窄帶干擾的信道。
csi在軟判決譯碼中的應(yīng)用
如前文所述，在頻率選擇性信道，各個載波位置具有不同的snr，所以提取出的csik數(shù)值也是波動變化的，具有高csi值的數(shù)據(jù)比低csi值的數(shù)據(jù)有更高的可信度。在萊斯和瑞利等多徑衰落信道中，csi值的變化范圍是很大的，所以我們必須對csi的值設(shè)定門限，對csi即數(shù)據(jù)的可靠性進行均勻量化，將其設(shè)定為多個不同的可信度臺階。下面就將軟判決中的判決可信度與csi結(jié)合起來共同說明這一過程。
為了提高系統(tǒng)的性能，在viterbi譯碼前對數(shù)據(jù)解映射時采用軟判決，即mi(qam符號的第i比特)判決的可
靠性由數(shù)據(jù)符號位置到星座圖判決門限的距離來衡量。
圖3：均勻64qam星座圖
圖3是歐洲dvb-t系統(tǒng)中所采用的均勻64qam星座圖及其相應(yīng)的比特關(guān)系。
圖4：64qam星座圖判決可信度的度量
圖4中的曲線表示了64qam星座圖解映射時判決可信度的度量。在圖4中，曲線a是64qam解映射第一位（b0）和第二位（b1）的度量值，曲線b是第三位（b2）和第四位（b3）的度量值，曲線c是第四位（b4）和第五位（b5）的度量值，b0和b1的判決門限為0，b2和b3的判決門限為+4和-4， b4和 b5的判決門限為+6、-6、+2和-2。
根據(jù)qam的信號特性，可知b0、b1的優(yōu)先級高于b2、b3、b4和b5，而b2和b3的優(yōu)先級高于b4和b5，這一特性可以用來作為可信度的度量。
由于csi和mi與數(shù)據(jù)判決的可靠性有直接的關(guān)系，有了csi和mi，就可以通過csi乘以mi得到最后的可信度量值ri。
其中csik表示第k個載波位置的csi值，i表示由第k個載波數(shù)據(jù)符號解映射輸出的第i比特位。
圖5：兩種csi提取方法的性能比較
為了充分利用信道輸出信號的信息，提高譯碼的可靠性，可信度值r必須適當(dāng)?shù)亓炕?，然后再輸入到軟判決viterbi譯碼器譯碼。量化越精確，則越能精確地反映接收碼元的可信度，從而使譯碼器性能接近于最大似然譯碼。
性能仿真分析
圖5是本文提出的兩種csi提取方法的算法仿真，仿真基于歐洲數(shù)字電視dvb-t標(biāo)準(zhǔn)，其載波數(shù)為2048，采用2/3碼率收縮卷積碼，均勻64-qam星座圖映射，保護間隔1/16。仿真分別在萊斯信道（f）和瑞利信道（p）中進行，其信道參數(shù)依據(jù)于dvb-t標(biāo)準(zhǔn)所提供的信道模型。圖中1代表采用歸一法提取csi，2代表用信號功率轉(zhuǎn)移函數(shù)代替csi，由圖可見歸一法具有更好的性能。比較萊斯信道（f）和瑞利信道（p）可見，在瑞利信道（p）下，第一種提取方法相對于第二種提取方法在萊斯信道（f）可獲得更好的性能，這主要是由于瑞利信道更加接近于實際的無線移動信道，具有比萊斯信道更為惡劣的衰落特性。第二種提取方法由于用信號功率轉(zhuǎn)移函數(shù)作為csi，沒有考慮到信道的噪聲統(tǒng)計特性的變化，所以它并不適用于衰落變化比較快、而且存在窄帶干擾的信道，但由于其實現(xiàn)比較簡單，可用于固定接收等衰落變化比較緩慢的信道。用歸一法提取的csi，是經(jīng)過長期的迭代得到的，充分地反映了信道噪聲的統(tǒng)計特性，因此更適用于移動接收等衰落變化比較快、而且存在有窄帶干擾的信道。
評論