導(dǎo)入電纜壓降補(bǔ)償功能　移動裝置充電更快速

　　電纜壓降補(bǔ)償（Cable Drop Compensation）是減少總充電時間的關(guān)鍵特性之一。

　　可攜式裝置額定功率越高，而電池終端電壓越低。如果充電器沒有電纜壓降補(bǔ)償功能，則恆定電壓（CV）工作模式下的低充電電流，將導(dǎo)致施加于電池的電壓較低，且提升速度非常緩慢，導(dǎo)致總充電時間延長。

　　因此有必要根據(jù)負(fù)載電流的壓降比，對充電器進(jìn)行輸出電壓補(bǔ)償來加快充電。本文將介紹一種透過幾個被動元件實(shí)現(xiàn)的外部電纜壓降補(bǔ)償方法，其結(jié)構(gòu)簡單且成本低廉。

　　常用控制器內(nèi)部不包含電纜壓降補(bǔ)償功能，如果使用控制器不是專門為電池充電系統(tǒng)設(shè)計(jì)，則須在外部實(shí)施補(bǔ)償電路，并採用盡可能少的元件數(shù)量。

　　在既有控制器外實(shí)作補(bǔ)償電路

　　要實(shí)現(xiàn)良好的電纜壓降補(bǔ)償，須要對負(fù)載電流進(jìn)行精確測量或估算。根據(jù)產(chǎn)生負(fù)載電流資訊的方法，目前有兩種解決方案。圖1顯示感測負(fù)載電流最簡單的方法。

　　圖1 實(shí)現(xiàn)電纜壓降補(bǔ)償?shù)闹苯痈袦y方法

　　感測電阻器感測負(fù)載電流

　　在負(fù)載電流返回路徑上有一個感測電阻器Rsense。負(fù)載電流增加時，感測電壓Vsense反方向增加。Vsense透過RC被施加到并行穩(wěn)壓器的參照接腳，由于通過R2的電流是固定的，當(dāng)Vsense反方向增加時，通過R1的電流增加。因此，輸出電壓VO也隨之增加。當(dāng)根據(jù)負(fù)載電纜的阻抗適當(dāng)選擇RC 時，VO得到補(bǔ)償，從而保持電池終端電壓恆定。

　　因?yàn)樨?fù)載電流是直接感測的，因此這個方法簡單且可靠。然而，感測電阻器的功率損失相當(dāng)大，特別是對于大功率系統(tǒng)，因此總效率越來越差。為實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償，需要的是估算負(fù)載電流，而非直接的電流感測。

　　從次級側(cè)二極體導(dǎo)通時間估算負(fù)載電流

　　當(dāng)充電器系統(tǒng)設(shè)計(jì)採用不連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）時，負(fù)載電流與初級側(cè)中主開關(guān)的工作週期或次級側(cè)二極體的導(dǎo)通持續(xù)時間成比例（圖2）。當(dāng)初級側(cè)的主開關(guān)導(dǎo)通時，附加二極體DC陰極上的電壓VDc_K為VO+VIN/n，其中n是變壓器的匝數(shù)比。次級側(cè)二極體的導(dǎo)通過程中，VDc_K為零；次級側(cè)二極體中的電流干運(yùn)行后，VDc_K變?yōu)閂O；基于VDc_K，DC的陽極電壓VDc_A被鉗位在VO。使用R4和C1后，在一個開關(guān)週期內(nèi)VDc_A降低并平均，平均電壓VC1表示次級側(cè)二極體的導(dǎo)通持續(xù)時間。

　　圖2 實(shí)現(xiàn)電纜壓降補(bǔ)償?shù)膶?dǎo)通時間估算方法

　　如果採用一個非常輕的負(fù)載，即VDc_A的零電壓持續(xù)時間極短，VC1與輸出電壓VO成比例。隨著負(fù)載電流的增加，即VDc_A的零電壓持續(xù)時間增加，VC1降低與零電壓持續(xù)時間成反比。相較變壓器的磁化電流或負(fù)載電流，隨著負(fù)載電流的增加，VC1越來越低。

　　由于并行穩(wěn)壓器的參照接腳電壓是固定的，因此通過R2的電流始終是恆定的，而輸出電壓由通過R1的電流決定。假設(shè)將通過R1的電流設(shè)定為適當(dāng)值，以調(diào)整在輕載條件下通過RC的電流來獲得充電器輸出電容的額定輸出電壓VO。隨著負(fù)載電流的增加，VC1減少，從而使通過RC的電流減小。為向R2提供一個恆定電流，通過R1的電流隨著通過RC的電流的減少而增加。因此，通過R1的電流增加時，VO增大。

　　此方法會產(chǎn)生一個訊號，表示無功率損失的次級側(cè)二極體的導(dǎo)通持續(xù)時間。該方法的另一個優(yōu)點(diǎn)是只需要使用五個小尺寸元件，但輸出電流不能正確地反映到補(bǔ)償電路。例如當(dāng)次級側(cè)二極體的導(dǎo)通持續(xù)時間增加兩倍時，補(bǔ)償電路確認(rèn)負(fù)載增加兩倍，即使由于叁角形的面積，實(shí)際負(fù)載電流增加四倍。

　　電纜壓降補(bǔ)償功能助力　行動裝置充電加速

　　接下來將對更精確方案進(jìn)行討論。圖4為建議方案的工作塬理。當(dāng)一個電壓（VA）被施加到一個R-C濾波器時，電容器電壓呈指數(shù)增加，如下所示：

　　圖4 負(fù)載電流估算方法中的關(guān)鍵波形

　　。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。公式1

　　起點(diǎn)附近的指數(shù)曲線斜率通過微分等式1計(jì)算得出，如下所示：

　　。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。公式2

　　當(dāng)電容器電壓的初始條件為零時，曲線從0V開始，斜率為VA。如果選擇的RC時間常數(shù)合適，且應(yīng)用VA的持續(xù)時間足夠短，曲線近似直線。使用這一工作塬理，可以精確地類比負(fù)載電流。

　　圖3顯示專有解決方案的塬理圖。隨著次級側(cè)繞組上所施加電壓的變化，第一個R-C濾波器、一個二極體（Rf1、Cf1及Df1）產(chǎn)生一個叁角波形。主開關(guān)導(dǎo)通時，次級側(cè)繞組的電壓為VIN/n，次級側(cè)二極體導(dǎo)通時，電壓為VO。因此，Vf1的上升和下降斜率分別與VIN和VO成比例。如果選擇的 Rf1Cf1時間常數(shù)適當(dāng)，Vf1的斜率類似磁化電流。因此，這形象地展示變壓器的磁化電流，如圖4中所示。通過第二個R-C濾波器（Rf2及Cf2）的平均電壓Vf2與負(fù)載電流成精確比例。負(fù)載電流增加時，Vf2反方向增加，并導(dǎo)致VO增加，與先前解決方案中的方式相同。在返馳式轉(zhuǎn)換器中，負(fù)載電流的計(jì)算方法如下：