正弦逆變器控制軟件的設(shè)計(jì)

　　3．1 HSPWM控制方式軟件實(shí)現(xiàn)

　如圖4所示，SPWM波是用三角波和正弦波相交比較而得到的。采用DSP產(chǎn)生SPWM波的設(shè)置如下：

　　三角波的獲得是將事件管理器計(jì)數(shù)模式設(shè)置為連續(xù)增減計(jì)數(shù)，其計(jì)數(shù)從0增到TxPR再減到0，其周期為2TxPR，即載波的周期為2TxPR。由于正弦波采用在線計(jì)算會(huì)影響運(yùn)行速度，所以采用離線計(jì)算方法。在程序開(kāi)始時(shí)．按照規(guī)則采樣法計(jì)算nTe處的正弦值(即三角波和正弦波比較點(diǎn)的值)，并存于數(shù)組中，需要時(shí)通過(guò)中斷調(diào)用該值。

　　SPWM波的獲得是在DSP事件管理器的比較單元工作時(shí)，通用定時(shí)器的計(jì)數(shù)器TxCNI’的值與比較寄存器CMPRx的值不斷進(jìn)行比較。當(dāng)二者匹配時(shí)，PWM電路按照輸出邏輯輸出二路極性相反的PWM波。在逆變器控制中，載波比固定，半個(gè)周期內(nèi)輸出的脈沖個(gè)數(shù)、占空比固定，TxPR值固定，形成SPWM正弦波的CMPRx的值為T(mén)xPRMsinomTc，所以，在計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)最大時(shí)(TxCNll-TxPR，即三角波凸點(diǎn)處)中斷．更新CMPRx的值，就可以輸出SPWM。
HSPWM控制信號(hào)Uvi與Uv2、Uv3與Uv4極性相反。在DSP中只需要兩個(gè)全比較單元。如UV1與UV2控制信號(hào)，在前半周期，CMPRx設(shè)置為0，則輸出相對(duì)應(yīng)的高、低電平控制信號(hào)，在后半周期，利用中斷更新CMPRx的值即可獲得圖3所示的UVI與Uv2控制信號(hào)UV3與UⅥ控制信號(hào)。同理可獲得。產(chǎn)生HSPWM控制信號(hào)的軟件流程如圖6所示。

　　3．2 PI算法的軟件

　　采用平均電壓反饋的逆變器，需要采樣輸出電壓的平均值。電壓采樣值低于3．3V可直接輸入DSP的A／D通道進(jìn)行轉(zhuǎn)換以獲得Vf(k)，再確定Kp和K1即可。

　　在實(shí)際應(yīng)用中，還需對(duì)PI調(diào)節(jié)器加以限制．當(dāng)偏差值輸入較大時(shí)，輸出值會(huì)很大，可能會(huì)使輸出飽和，這樣對(duì)開(kāi)關(guān)管有很大的沖擊，而且會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。所以需要對(duì)PI調(diào)節(jié)器的輸出限幅，即當(dāng)I u(k)|>umax時(shí)，令u=umax或u=umin。

　　另外，PI控制器中積分環(huán)節(jié)的目的主要是消除靜差、提高精度。但在電壓大幅度變化如啟動(dòng)、結(jié)束時(shí)，在短時(shí)間內(nèi)系統(tǒng)輸出有很大的偏差．會(huì)造成PI運(yùn)算的積分積累，從而引起較大的超調(diào)．導(dǎo)致系統(tǒng)的振蕩。根據(jù)實(shí)際情況，設(shè)定閾值δ>0。當(dāng)le(k)I>δ時(shí)．

　　采用DSP控制，這樣可避免過(guò)大的超調(diào)，而且保持較快的響應(yīng)速度。當(dāng)le（k)|≤ω時(shí)，采用PI控制，可保證系統(tǒng)的控制精度。具體程序流程。

　　4 實(shí)驗(yàn)及結(jié)論

　　以DSP控制4kW、230V、400Hz逆變器時(shí)的各部分波形如圖8所示。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，基于DSP控制的逆變器可以滿足要求。