減小D類放大器的EMI

此類D類放大器對輸出濾波器的要求，不同于具有傳統(tǒng)差分輸入和互補(bǔ)PWM輸出的放大器。與PWM相比，MAX9704調(diào)制方案的輸出往往含有較高的共模信號，設(shè)計輸出濾波器時需要考慮這點(diǎn)。正如后面的實(shí)例所示，傳統(tǒng)差分濾波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的效果往往不太理想。

圖3a給出了傳統(tǒng)的PWM型D類輸出LC濾波器，及其理想值。為簡單起見，可假設(shè)揚(yáng)聲器負(fù)載具有理想的8電阻，并且忽略電感的直流阻抗。通過一些簡單的SPICE仿真便可得出問題所在。圖3b給出了圖3a中濾波器對差分輸入信號的頻率響應(yīng)。給出了兩個輸出結(jié)點(diǎn)(FILT1，F(xiàn)ILT2)相對于GND的響應(yīng)曲線。圖中給出的器件值在30kHz的頻率以上具有理想的二階滾降，以及理想的瞬態(tài)。音頻帶內(nèi)群延遲特性在4μs內(nèi)保持平坦。

圖3.(a)傳統(tǒng)的差模無源LC濾波器，(b)對于差分輸入信號的頻響，(c)共模信號頻響。

圖3c給出了共模輸入時同一濾波器的輸出。同樣，兩個輸出的響應(yīng)曲線均相對于GND。輸出結(jié)果(Y軸偏移)具有很大的尖峰，并具有明顯的欠阻尼。結(jié)合共模信號下濾波器的等效電路(圖4)，就很容易理解為什么會出現(xiàn)這一結(jié)果。由于仿真時采用理想匹配的電感和電容器，因此阻性負(fù)載上差分信號為零，因此不會LC元件不會出現(xiàn)任何衰減。L1與C1諧振(L2與C3同理)產(chǎn)生峰值。在時域內(nèi)(圖中未顯示)，這種情況將會出現(xiàn)較大的過沖和振蕩。注意，輸入共模信號時，C2將引入一個零點(diǎn)。因此濾波器的截止頻率(此時稱作諧振頻率可能更加準(zhǔn)確)將高于差分輸入時的截止頻率。

圖4.共模輸入下，圖3a中傳統(tǒng)LC濾波器的等效電路

這時你或許會問，這樣會有問題么？如果該頻率下輸出頻譜共模能量為零，那么便沒什么問題。然而，如果峰值頻率與D類放大器開關(guān)頻率正好相等，則揚(yáng)聲器和連線上將出現(xiàn)較大的輸出電壓幅度。同時，MAX9704的擴(kuò)展頻譜調(diào)制(SSM)模式將使欠阻尼濾波器在音頻頻帶以上引入相當(dāng)?shù)脑肼?。擴(kuò)展頻譜模式是引腳可選的，此時高頻開關(guān)能量為“白噪聲”，可以通過逐周期隨機(jī)調(diào)整開關(guān)時間降低噪聲幅度。這種擴(kuò)展頻譜方案簡化了無濾波應(yīng)用中的 EMI兼容性設(shè)計。

欠阻尼共模響應(yīng)問題

針對上述共模問題的解決方案之一是保留圖3a的基本結(jié)構(gòu)，但增加抑制高諧振共模信號的阻尼元件。圖5a給出了在兩個輸出節(jié)點(diǎn)和GND之間串聯(lián)RC元件。如果應(yīng)用中對效率的要求不是很高，可以在輸出節(jié)點(diǎn)和GND之間僅連接一個電阻，但電容器C4和C5將有助于降低R1和R2上的額外功率損耗。

C4和C5的值應(yīng)權(quán)衡選?。阂环矫嬖龃驝4與C5值有助于R1和R2衰減尖峰，另一方面應(yīng)減小C4和C5降低高音音頻(高達(dá)20kHz)下的損耗。如果共模截止頻率遠(yuǎn)大于差模頻率，則很容易進(jìn)行選擇，例如只需增加C2相對于C1和C3的比率既可實(shí)現(xiàn)。增加共模截止頻率，則可減小C4和C5的值，同時增大 R1和R2的值，這樣將降低R1和R2上的音頻損耗。若共模截止頻率太高，則電纜上的共模成分就會過多，因此，必須合理選擇差分和共模的-3dB頻點(diǎn)的比率。本案例的濾波器采用了1:5的比率。

圖5.在傳統(tǒng)LC濾波器的每個輸出端增加一個RC網(wǎng)絡(luò)(a)，可以改進(jìn)差分信號的頻響(b)和共模信號的頻響(c)。

圖5b為圖5a濾波器對差分輸入的響應(yīng)，圖5c為共模輸入的響應(yīng)。注意：圖5c中共模截止頻率較高(-3dB帶寬約為110kHz，差分輸入為28kHz)，帶有平緩且合理控制的尖峰。該截止頻率遠(yuǎn)高于最高音頻(也低于D類開關(guān)頻率基波)，因此具有較好的效果。