基于DDS技術(shù)的智能超聲波功率源的研制
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1 系統(tǒng)原理及特點(diǎn) 系統(tǒng)原理如圖1所示。用單片機(jī)AT89C51控制DDS芯片AD9850產(chǎn)生頻率為1kHz～1MHz的波形信號；功率放大采用半橋放大方式，其中，功率開關(guān)使用MOSFET模塊；通過輸出變壓器和電感組成的匹配網(wǎng)絡(luò)驅(qū)動壓電換能器激發(fā)超聲波。 本系統(tǒng)的主要特點(diǎn)有： (1)采用數(shù)字DDS技術(shù)產(chǎn)生波形信號，分辨率高、穩(wěn)定性好、頻率范圍大，系統(tǒng)頻率不會隨工作時間出現(xiàn)漂移。 
(2)功率放大器件采用大功率的MOSFET模塊，功率可達(dá)2000W以上。 (3)采用變壓器輸出，通過串聯(lián)諧振提高換能器兩端電壓，提高了電能的利用率。 (4)系統(tǒng)通過單片機(jī)串行口接收反饋或者其它數(shù)據(jù)的輸入，利用編程實(shí)現(xiàn)智能控制。 
2 系統(tǒng)硬件實(shí)現(xiàn) 2．1 DDS原理及電路實(shí)現(xiàn) 2．1．1 008電路工作原理 DDS技術(shù)是一種用數(shù)字控制信號的相位增量技術(shù)，具有頻率分辨率高、穩(wěn)定性好、可靈活產(chǎn)生多種信號的優(yōu)點(diǎn)?；贒DS的波形發(fā)生器是通過改變相位增量寄存器的值△phase(每個時鐘周期的度數(shù))來改變輸出頻率的。如圖2所示，每當(dāng)N位全加器的輸出鎖存器接收到一個時鐘脈沖時，鎖存在相位增量寄存器中的頻率控制字就和N位全加器的輸出相加。在相位累加器的輸出被鎖存后，它就作為波形存儲器的一個尋址地址，該地址對應(yīng)的波形存儲器中的內(nèi)容就是一個波形合成點(diǎn)的幅度值，然后經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換變成模擬值輸出。當(dāng)下一個時鐘到來時，相位累加器的輸出又加一次頻率控制字，使波形存儲器的地址處于所合成波形的下一個幅值點(diǎn)上。最終，相位累加器檢索到足夠的點(diǎn)就構(gòu)成了整個波形。 DDS的輸出信號頻率由下式計算： Fout=(△phase%26;#215;FCLK)/2N (1) DDS的頻率分辨率定義為： Fout=FCLK/2N (2) 由于基準(zhǔn)時鐘的頻率一般固定，因此相位累加器的位數(shù)決定了頻率分辨率，位數(shù)越多，分頻率越高。本文采用的DDS芯片AD9850支持的時鐘輸入最高為125MHz，頻率控制字的位數(shù)為32位［1］。 由式(2)可以計算出在125MHz時鐘輸入時分辨率為0．0219Hz。 圖4 2．1．2 DDS信號發(fā)生電路 波形信號發(fā)生電路原理框圖如圖3所示。整個電路以單片機(jī)AT89C51為控制核心，用并行輸入的方式實(shí)現(xiàn)AD9850控制字的寫入，同時實(shí)時處理鍵盤輸入的各種命令，并控制顯示輸出。 圖5 AD9850的輸入時鐘采用80MHz的晶振，根據(jù)式(2)可知系統(tǒng)的分辨率為0．0186Hz，頻率范圍可以從幾Hz到幾十MHz，但是整個系統(tǒng)的輸出頻率范圍由后級功率放大電路中的一些時間常數(shù)決定。將單片機(jī)的I／O口P1連接到AD9850的并行輸入口，P3．4和P3．5聯(lián)合控制單片機(jī)對AD9850的輸入輸出。AD9850控制字寫完之后，便輸出相應(yīng)頻率的方波信號QOUT。圖4為單片機(jī)與AD9850的電路連接圖。 
2．2 半橋功放電路及其驅(qū)動 AD9850產(chǎn)生的信號電流小，驅(qū)動能力弱，需經(jīng)MOSFET柵極驅(qū)動芯片IR21844驅(qū)動后才能控制MOSFET模塊。由于系統(tǒng)輸出功率大，為提高驅(qū)動能力， 
并聯(lián)使用四片IR21844。圖5(a)為電路原理圖。AD9850產(chǎn)生的信號QOUT經(jīng)過一個三級管放大后輸入IR21844，IR21844輸出HO和LO兩路反向信號，如圖5(b)所示。Td為死區(qū)時間，防止半橋電路出現(xiàn)直通，通過電阻R7可以調(diào)節(jié)Td的大小，即調(diào)節(jié)開關(guān)管的開通關(guān)斷時間，從而調(diào)節(jié)系統(tǒng)的輸出功率。 圖6所示為系統(tǒng)的半橋功率放大電路，R1、R2為橋平衡電阻；C1、C2為橋臂電容；R3、R4、C3、C4、D1、D2為橋開關(guān)吸收電路元件。其工作原理如下：兩個反相的方波激勵信號分別接到兩個開關(guān)管的基極，當(dāng)HO為高電平，LO為低電平時，即t1時刻，J1導(dǎo)通，J2關(guān)閉，電流通過J1至變壓器初級向電容C2充電，同時C1上的電荷向J1和變壓器初級放電，從而在輸出變壓器次級感應(yīng)一個正半周期脈沖電壓；當(dāng)?shù)竭_(dá)t2時刻時，J2被觸發(fā)導(dǎo)通，J1關(guān)閉，電流通過電容C1和變壓器初級充電，而C2的電荷也經(jīng)由變壓器初級放電，在變壓器次級感應(yīng)一個負(fù)半周期脈沖電壓，從而形成一個工作頻率周期的功率放大波形。由于功放管工作在伏安特性曲線的飽和區(qū)或截止區(qū)，集電極功耗降到最低限度，從而提高了放大器的能量轉(zhuǎn)換效率，使之可達(dá)90％以上［2］。 功率開關(guān)器件選用日立公司的N通道功率MOSFET模塊PM50502C， 
其具有高功率、高轉(zhuǎn)換速度、低導(dǎo)通阻抗、低驅(qū)動電流等特點(diǎn)，耐壓值為500V，最大工作電流為100A(每一模塊封裝了兩個獨(dú)立的小模塊，每一小模塊的最大工作電流為50A［3］。開關(guān)頻率可達(dá)到500kHz。吸收電路采用RCD吸收電路，具有吸收效果好、電路相對簡單等特點(diǎn)。 2．3 匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計 在功率超聲設(shè)備中，發(fā)生器與換能器的匹配設(shè)計非常重要，在很大程度上決定了超聲設(shè)備能否正常、高效地工作。超聲波發(fā)生器與換能器的匹配包括兩個方面：阻抗匹配和調(diào)諧匹配。匹配電路如圖6虛線框中所示，半橋逆變輸出經(jīng)變壓器耦合后通過電感連接到換能器上，匹配設(shè)計即為輸出變壓器和匹配電感的設(shè)計。 2．3．1 阻抗匹配 阻抗匹配使換能器的阻抗變換為最佳負(fù)載，即起阻抗變換作用。在電源電壓給定的條件下，電源輸出的功率大小主要取決于等效負(fù)載阻抗。本文的半橋功率放大器與串聯(lián)電壓開關(guān)型D類功率放大器原理相同，晶體管都工作在開關(guān)狀態(tài)，一般變壓器初級等效負(fù)載RL′，上的輸出功率表達(dá)式為： 
式中，Vcc為電源電壓，Vces，為功放管飽和壓降。 本文采用48V開關(guān)電源給半橋電路供電。根據(jù)實(shí)驗(yàn)需要，希望功率源輸出功率為1500W，換能器采用多個并聯(lián)的方式，等效阻抗RL約0．5Ω，由公式n／m=RL/RL′(m、n分別為變壓器初、次級匝數(shù))可以計算出輸出變壓器的匝數(shù)比n／m=3。 2．3．2 調(diào)諧匹配 調(diào)諧匹配使換能器兩端的電壓和電流同相，從而使效率最高，同時串聯(lián)諧振可以提高換能器兩端電壓，有利于對壓電換能器激勵。由于壓電換能器存在靜電電容C0，在換能器諧振狀態(tài)時，換能器上的電壓VRL與電流IRL間存在著一相位角ψ，其輸出功率P0=VRLIRLcosψ。由于ψ的存在，輸出功率達(dá)不到最大值，要使電壓VRL與電流IRL同相，可通過在換能器上并聯(lián)或串聯(lián)一個電感乙。來實(shí)現(xiàn)。 需要指出，換能器的相關(guān)參數(shù)皆在小信號狀態(tài)下測得，與高電壓下的實(shí)際應(yīng)用有所差異，需要在實(shí)際工作中進(jìn)行實(shí)驗(yàn)調(diào)節(jié)。 經(jīng)過調(diào)諧匹配，換能器在超聲功率源驅(qū)動下達(dá)到諧振。圖7為用TDS1002示波器采集的換能器的激勵電壓波形(因量程所限，圖示為正半周)?？梢姭@得了純凈的正弦波，其峰—峰值接近1000V。 3 系統(tǒng)軟件設(shè)計 軟件設(shè)計主要是對單片機(jī)進(jìn)行編程，實(shí)現(xiàn)LED顯示、鍵盤輸入、調(diào)節(jié)AD9850輸出頻率等控制。程序流程如圖8所示。根據(jù)需要還要對單片機(jī)進(jìn)行編程實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的智能控制，如掃描輸出、輸出定時等多種功能。
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