一種基于三電平的單級(jí)PFC電路設(shè)計(jì)與仿真

　　O 引言

　　目前，帶有功率因數(shù)校正功能的開(kāi)關(guān)變換器通常分為兩級(jí)結(jié)構(gòu)和單級(jí)結(jié)構(gòu)兩種。兩級(jí)結(jié)構(gòu)電路具有良好的性能，但是元器件個(gè)數(shù)較多，與沒(méi)有PFC功能的電路相比成本會(huì)增加。而單級(jí)PFC變換器中PFC級(jí)和DC／DC級(jí)共用開(kāi)關(guān)管，只有一套控制電路，同時(shí)可實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電流的整形和對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)。但是，單級(jí)PFC電路上實(shí)際存在著一個(gè)非常嚴(yán)重的問(wèn)題：即當(dāng)負(fù)載變輕、達(dá)到臨界連續(xù)狀態(tài)時(shí)，多余的輸入能量將對(duì)中間儲(chǔ)能電容充電。這一過(guò)程會(huì)使中間儲(chǔ)能電容兩端的電壓達(dá)到一個(gè)很高的值。這樣，在電路中，對(duì)于90-265 V的交流電網(wǎng)，該電壓會(huì)達(dá)到甚至超過(guò)1000 V。就目前的電容技術(shù)和功率器件技術(shù)而言，這么高的電壓都是不實(shí)際的。因此，降低母線(xiàn)電容電壓、適應(yīng)寬電壓輸入場(chǎng)合和負(fù)載變化，已經(jīng)成為單級(jí)功率因數(shù)校正技術(shù)的熱點(diǎn)。

　　本文研究了適用于大功率單相單級(jí)變換器的電路拓?fù)浼捌淇刂品绞剑岢隽藛渭?jí)功率因數(shù)校正AC／DC變換器的設(shè)計(jì)方案。該P(yáng)FC變換器基于一種三電平LCC諧振變換器拓?fù)?，整個(gè)變換器由boost功率因數(shù)調(diào)節(jié)器和三電平諧振變換器組成，多電平諧振變換器可把開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)的壓降限制在二分之一直流母線(xiàn)電壓。同時(shí)，該變換器在寬負(fù)載變化范圍內(nèi)，還能夠穩(wěn)定地調(diào)節(jié)輸出電壓，并獲得穩(wěn)定的直流母線(xiàn)電壓。其變換器的控制方式由兩個(gè)控制環(huán)路實(shí)現(xiàn)，其中輸出電壓通過(guò)控制直流變換器的開(kāi)關(guān)頻率來(lái)調(diào)節(jié)；直流母線(xiàn)電壓則通過(guò)控制boost調(diào)節(jié)器的占空比來(lái)調(diào)節(jié)。

　　1 電路拓?fù)浼肮ぷ髟?/STRONG>

　　本文給出的三電平單級(jí)PFC的電路拓?fù)淙鐖D1所示。圖中，變換器輸入boost電感同下方一對(duì)開(kāi)關(guān)管直接相連，DC-DC部分由三電平LCC諧振電路構(gòu)成。Boost電感可工作在CCM或DCM模式下。中間儲(chǔ)能電容Cb1和Cb2的容量相等，故可在電路穩(wěn)定工作狀態(tài)下均分輸入直流電壓，并與箝位二極管Dc1和Dc2一起來(lái)降低開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力。電路中開(kāi)關(guān)管的工作時(shí)序如圖2所示。

　　在分析變換器的工作模式前，可先做如下假設(shè)：

　　(1)所有開(kāi)關(guān)管、二極管、電感、電容均為理想器件；

　　(2)電容Cb1和Cb2足夠大且相等，其電壓都為Vbus／2；

　　(3)輸出濾波電容Co足夠大，其電壓為Vo。

　　基于上述假設(shè)，在階段1[t0，t1]：開(kāi)關(guān)管S3和S4導(dǎo)通。Boost電感(Lin)儲(chǔ)存能量，電感電流線(xiàn)性增加。流經(jīng)開(kāi)關(guān)管的電流是諧振電路和boost電感電流之和。諧振電路兩端電壓VAB為-Vbus／2；

　　階段2[t1，t2]：開(kāi)關(guān)管S4關(guān)斷，箝位二極管Dc2將其電壓箝位于Vbus／2。Boost電感電流將流經(jīng)上方一對(duì)開(kāi)關(guān)管并對(duì)其體電容放電。此時(shí)，VAB為零；

　　階段3[t2，t3]：開(kāi)關(guān)管S3關(guān)斷(由于其體電容被放電，S3將零電壓關(guān)斷)，電感電流繼續(xù)對(duì)中間儲(chǔ)能電容充電，S1、S2體電容放電，待其完全放電后，其體二極管導(dǎo)通。此時(shí)，VAB電壓為Vbus／2。

　　階段4[t3，t4]：開(kāi)關(guān)管S1和S2同時(shí)零電壓導(dǎo)通。Boost電感電流和諧振電路電流同時(shí)流經(jīng)S1、S2。此時(shí)VAB電壓不變，仍為Vbus／2；

　　階段5[t4，t5]：開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷，電壓被箝位二極管Dc1箝位于Vbus／2。諧振電流流經(jīng)S2和Dc1，此時(shí)VAB的電壓降為零；

　　階段6[t5，t6]：開(kāi)關(guān)管S2關(guān)斷，諧振電流方向反轉(zhuǎn)，并對(duì)S3、S4體電容放電；完全放電后，其體二極管導(dǎo)通。直到下一個(gè)周期開(kāi)始，S3、S4將零電壓導(dǎo)通。

　　2 控制策略及穩(wěn)態(tài)分析

　　2．1 控制策略

　　本文中的變換器由多個(gè)開(kāi)關(guān)管構(gòu)成。其控制變量也不止一個(gè)。因此，在設(shè)計(jì)時(shí)，可以同時(shí)采用諧振電路的開(kāi)關(guān)頻率和boost電路的占空比兩個(gè)控制變量來(lái)分別達(dá)到控制輸出電壓和直流母線(xiàn)電壓的目的。本文分別選取boost電路的占空比來(lái)獲得需要的直流母線(xiàn)電壓。采用這種控制方式的優(yōu)點(diǎn)是，無(wú)論負(fù)載如何變化，都能得到所需要的直流母線(xiàn)電壓。

　　2．2 boost模式

　　本文設(shè)定的boost電路工作在DCM狀態(tài)下，這樣，當(dāng)boost電感充電時(shí)，電感電流將從零開(kāi)始線(xiàn)性增加，其電流峰值為：

　　因此，在一個(gè)周期內(nèi)，其平均電流為：

　　由于直流母線(xiàn)電壓的大小可根據(jù)不同的交流輸入電壓峰值而變化，其可表示為：

　　因此，當(dāng)輸入交流電壓的范圍是90Vms～265Vms時(shí)，其直流母線(xiàn)電壓的大小為350～650V。

　　3 仿真結(jié)果

　　仿真時(shí)，假設(shè)經(jīng)過(guò)上述分析所設(shè)計(jì)的一個(gè)單級(jí)PFC電路的具體電路參數(shù)為：輸出電壓48 V，功率2．3 kW，Vin=90～265Vms，Lr=7μH，Cs=10nF，Cp=15 nF，N1／N2=4，Lin=0．95 μH，儲(chǔ)能電容Cbl=Cb2=4700μF。

　　若圖3所示為其輸入電壓和輸入電流的波形，且此時(shí)的交

流輸入電壓Vin為265Vms。那么，圖4所示即為負(fù)載變化情況下的功率因數(shù)及直流母線(xiàn)電壓的仿真圖。由圖4可見(jiàn)，在不同的負(fù)載情況下，直流母線(xiàn)電壓基本維持在650 V左右；同時(shí)，該變換器也擁有較高的輸入功率因數(shù)。

　　4 結(jié)束語(yǔ)

　　本文研究并分析了一種較為新穎的單級(jí)功率因數(shù)校正電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該變換器由三電平諧振變換器聯(lián)合boost電感組成。變換器的輸入輸出隔離，功率因數(shù)高，開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力小，并能實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)。仿真結(jié)果表明，該電路的輸出電壓穩(wěn)定，同時(shí)，即使在輕載情況下，其直流母線(xiàn)電壓仍能保持在穩(wěn)定的范圍內(nèi)。從而證明了文中電路和控制方式的高效性。