基于DSP的軟件無線電基頻發(fā)射機(jī)的設(shè)計

　　引言

　　軟件無線電突破了傳統(tǒng)的無線電臺以功能單一、可擴(kuò)展性差的硬件為核心的設(shè)計局限，強(qiáng)調(diào)以開放性最簡硬件為通用平臺，盡可能地使用可升級、可重配置的應(yīng)用軟件來實(shí)現(xiàn)各種無線電功能。用戶在同一硬件平臺上可以通過配置不同的應(yīng)用軟件來滿足不同時間、不同環(huán)境下的不同功能需求，具有很強(qiáng)的靈活性和開放性。

　　DSP(數(shù)字信號處理器)憑著靈活性、精確性、穩(wěn)定性、可重復(fù)性、體積小、功耗小、易于大規(guī)模集成，特別是可編程性和易于實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)處理等特點(diǎn)，給數(shù)字信號處理帶來了巨大的發(fā)展機(jī)遇。

　　基于上述優(yōu)點(diǎn)，用DSP實(shí)現(xiàn)基于軟件無線電技術(shù)的基頻發(fā)射機(jī)，不僅降低了產(chǎn)品的成本，減小了設(shè)備體積，滿足系統(tǒng)的需要，而且隨著DSP處理速度的不斷提高，可將內(nèi)插等復(fù)雜運(yùn)算集成到DSP中，完全由軟件實(shí)現(xiàn)，比現(xiàn)有的單芯片發(fā)射機(jī)具有_更大的靈活性和可控性。在資源充足條件下，可以實(shí)現(xiàn)多通道信道化。

　　1 理論基礎(chǔ)

　　1.1 正交變換理論

　　正交變換分解在信號處理中有著極其重要的作用，是軟件無線電的基礎(chǔ)理論之一。由于希爾伯特(Hilbert)變換可以提供90°的相位變化而不改變頻譜分量的幅度，即對信號進(jìn)行希爾伯特變換就相當(dāng)于對該信號進(jìn)行正交移相，使它成為自身的正交對。

　　實(shí)信號x(t)的希爾伯特變換定義為x(t)與h(t)=1／(πt)的卷積，表示為：

　　在DSP中處理的是離散的數(shù)字信號，由此離散希爾伯特變換中的h(n)可以表示為：

　　則離散信號x(n)的離散希爾伯特變換可以表示為：

　　由此可見，離散希爾伯特變換器可以由FIR(有限沖擊響應(yīng))濾波器來實(shí)現(xiàn)，可以用窗口法來設(shè)計FIR濾波器實(shí)現(xiàn)希爾伯特變換。利用矩形窗設(shè)計的55階FIR濾波器幅頻響應(yīng)如圖1所示。

　　但要注意的是，利用FIR濾波器實(shí)現(xiàn)希爾伯特變換將會使輸出信號延遲N／2(N為濾波器系數(shù)長度)，而且輸出信號的前N個數(shù)據(jù)和最后N個數(shù)據(jù)也是不對的，因?yàn)榇藭r輸入數(shù)據(jù)已經(jīng)為0。

　　1.2 內(nèi)插理論

　　所謂整數(shù)I倍內(nèi)插是指在兩個原始采樣點(diǎn)之間插入(I-1)個零值，若設(shè)原始采樣序列為x(n)，則內(nèi)插后的序列xI(m)表示為：

　　內(nèi)插過程如圖2所示，其為I=3倍的內(nèi)插，可見圖2(b)中每個原抽樣點(diǎn)之問插入了2個零值。內(nèi)插后的信號頻譜為原始序列譜經(jīng)I倍壓縮后得到的譜。因此，要恢復(fù)原始頻譜，必須對內(nèi)插后的信號進(jìn)行低通濾波(濾波器帶寬為π／I)。經(jīng)過低通濾波后的波形如圖2(c)所示?？梢姡瓉聿迦氲牧阒迭c(diǎn)變?yōu)榈臏?zhǔn)確值，經(jīng)過內(nèi)插大大提高了時域分辨率。

　　2 基頻發(fā)射機(jī)的仿真系統(tǒng)設(shè)計

　　2.1 基頻發(fā)射機(jī)的模型

　　給定一種調(diào)制方式，就可以計算出與其相對應(yīng)的兩個正交分量。一般情況下，基頻發(fā)射機(jī)輸出信號的采樣率要大于最高載頻的2倍以上，但基帶正交信號的采樣率并不需要如此高速的數(shù)據(jù)流，只要輸出大于2倍信號帶寬的數(shù)據(jù)流就可以，否則將會對DSP處理速度提出過高的要求。但是，為了使產(chǎn)生的基帶信號與后邊的采樣速率相匹配，在進(jìn)行正交調(diào)制(與兩個正交本振混頻)之前必須通過內(nèi)插把低數(shù)據(jù)率的基帶信號提升到最終采樣頻率上。因此，適應(yīng)于各種調(diào)制方式的基頻發(fā)射機(jī)模型如圖3所示。

　　2.2 基頻發(fā)射機(jī)的仿真系統(tǒng)設(shè)計

　　假設(shè)輸入信號為語音信號，基帶信號的帶寬為B=4 kHz，對其進(jìn)行頻率為fs1=20 kHz的采樣并進(jìn)行正交化。混頻頻率fc=40 kHz，對cos 2πfct與sin 2πfct的采樣率為fs3=400 kHz，因此內(nèi)插比I=fs3／fs1=20，為了減少內(nèi)插抗混疊濾波器的系數(shù)長度，減小抗混疊濾波器的實(shí)現(xiàn)難度，采用2級內(nèi)插實(shí)現(xiàn)，第1級實(shí)現(xiàn)I1=4倍內(nèi)插，第2級實(shí)現(xiàn)I2=5倍內(nèi)插。內(nèi)插抗混疊濾波器采用凱撒窗的FIR濾波器實(shí)現(xiàn)，其中δ=δp=δs=0.001，分兩級實(shí)現(xiàn)后，每一級δ1=δ2=30 dB，這樣大大簡化了抗混疊濾波器的結(jié)構(gòu)。實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖4所示。

　　3 仿真結(jié)果及分析

　　基頻發(fā)射機(jī)的仿真結(jié)果如圖5所示。

　　基頻發(fā)射機(jī)的仿真實(shí)現(xiàn)是利用TI公司推出的DSP集成軟件開發(fā)環(huán)境CCS(Code Composer StudioV3.0)進(jìn)行的，在CCS中配置為TMS320C6713。TMS320C6713是TI公司在TMS320C6711基礎(chǔ)上新近推出的C6000系列新一代浮點(diǎn)DSP芯片，它可以在255 MHz的時鐘頻率下實(shí)現(xiàn)1 800 MIPS(百萬條指令每秒)／1 350 MFLOPS(百萬次浮點(diǎn)運(yùn)算每秒)的定點(diǎn)和浮點(diǎn)運(yùn)算，可以滿足高速數(shù)據(jù)采集和實(shí)時控制系統(tǒng)對信號處理速度的要求。

　　為了方便驗(yàn)證CCS仿真實(shí)現(xiàn)的正確性，取輸入信號為f=3 kHz的單頻余弦信號，如圖5(a)所示；經(jīng)正交變換后為同頻的正弦信號，如圖5(b)所示；經(jīng)基頻發(fā)射機(jī)調(diào)制后，輸出結(jié)果相當(dāng)于單邊帶調(diào)制，為單頻f=37kHz的余弦信號，如圖5(c)所示，其頻譜如圖5(d)所示，可見實(shí)現(xiàn)結(jié)果正確。

　　4 結(jié)束語

　　本文對單信道的基頻發(fā)射機(jī)進(jìn)行了CCS仿真實(shí)現(xiàn)，證明基于軟件無線電技術(shù)和DSP實(shí)現(xiàn)基頻發(fā)射機(jī)具有更大的優(yōu)越性。但由于目前DSP處理速度的限制，采樣率不宜過高，因此限制了輸出射頻的提高。本文所討論的基于DSP基頻發(fā)射機(jī)的實(shí)現(xiàn)為構(gòu)建真正意義上的軟件無線電發(fā)射機(jī)提供了前提條件，后續(xù)工作將研究其DSP的具體實(shí)現(xiàn)。