射頻結環(huán)行器的設計流程與仿真

k/μ參數為張量磁導率非對角分量除以對角分量，他也是鐵氧體的磁參數。

kR為貝塞爾函數的宗量，其中R是鐵氧體的半徑，k為波數 。而μeff，μ，k這些磁參數取決于鐵氧體歸一化磁矩和歸一化內磁場。在飽和磁化且無耗情況下的磁參數k，μ，μeff可由下式獲得：

式中，p和σ分別代表歸一化飽和磁矩和歸一化內場：

式中，Ms為鐵氧體飽和磁化強度；Hi為外加偏置磁場的大小。

下面分析主要的設計流程：

首先確定kR，即選取半徑R以及選取磁場工作點，確定μeff，k/μ，得到kR。再計算y，即已知kR，由第一環(huán)行條件計算得y。通常由y得到的 結阻抗Rj是無法與連接環(huán)行器的傳輸線。因為一般傳輸線特性阻抗為50 Ω，環(huán)行器需匹配才能接人，故必須添加匹配網絡，或者改變結構參數，尤其是H或φ，ξ1，ξ2等，使系統(tǒng)匹配。

然后計算k/μ，即已知kR及y，由第二環(huán)行條件計算得k/μ。若計算結果符合之前由p和σ所確定的k/μ值，則設計成功；否則需重新確定kR，進行循環(huán)計算，直到符合條件為止，可由Matlab進行計算，通常誤差在0.05以內是可以接受的。

從以上設計流程中可以看出，結環(huán)行器設計的關鍵是在于選取R，p和σ，因而需要給出一個合理的范圍。例如對于低場器件，為了避免零場損耗，p通常選 在0．4～0．7之間，而外加磁場要使材料飽和，即σ=0，偏置磁場為0?？傻胟/μ=p;μeff=1-P2。至于R的選取，如果考慮器件小型化，則應 盡可能??；反之，若是高功率應用，則必須大一點。通常kR的值在0.8～1.8之間確定，而對于高場器件，必須使σ>1，p>1，同時也不能 太大，大致范圍為1.5σ2，1 p 2。

3 仿真結果與分析

本文研究的頻率范圍為GSM接收端的925～960 MHz，屬于微波頻率段的低端，所以環(huán)行器所需的偏置磁場選用高于鐵氧體諧振場。處于高場工作，器件尺寸才能盡可能小，同時也要求較高磁化強度的飽和磁化 材料和較高的偏置磁場。仿真選用飽和磁化強度為1 800高斯(Gauss)，線寬△H為40奧(Oe)，損耗角正切tan δ=O.005的鐵氧體材料。

參照上述設計流程計算得到的參數為，R=4.0 mm，R0=1O mm，W=3.1 mm，φs=36，φ=22，H=2.2l mm，t=0.2 mm，k/μ=0.52，歸一化導納y=4.53，結阻抗Rj=14.6，環(huán)行條件誤差為0.003。在計算機上使用HFSS電磁場仿真軟件進行三維建模 仿真，設置好合適的邊界條件和激勵源。仿真分別對工作頻率F以及內偏置磁場強度Hi進行了掃描，對性能參數作了對比分析。由于匹配部分使用的是二級非遞增 式匹配，計算得到的結果在仿真中性能并不是最理想，見圖2。這里使用HFSS自帶的優(yōu)化功能OPtimetrics模塊，以環(huán)行器的結構參數為變量，創(chuàng)建 COST函數為目標函數進行優(yōu)化，環(huán)行性能得到很大改善，見圖3。另外通過對內磁場大小的比較，分析可得在相同外形尺寸的條件下，內磁場的大小對環(huán)行器的 性能影響非常大，尤其在接近諧振頻率處曲線更陡峭，見圖4。在諧振頻率940 MHz處選擇最佳內場接近39 000(A/m)。通過對內磁場多次循環(huán)微調，最終性能曲線為頻帶內隔離度大于24 dB，插損小于0.3 dB，回波損耗大于26 dB，電壓駐波比(VSWR)小于1.12。諧振點處隔離度為41 dB，插損為0.22 dB，回波損耗38 dB，電壓駐波比(VSWR)為l.03，完全滿足實際GSM高性能要求。從電場能量示意圖明顯可以看出1～3端口的能量傳輸，而2端口近乎無能量，被隔 離，見圖5。仿真結果證明，按照本文的設計方法得出的參數值已非常接近最佳性能指標，驗證了本文的設計流程以及仿真是切實可行的。

4 結 語

對于雙Y結環(huán)行器的鐵氧體環(huán)行器研究和設計，按照環(huán)行條件給出了自己的設計方案，通過仿真軟件對設計結果進行了檢驗，證明了設計的正確性，可行性和實際應用價值。對一般結環(huán)行器設計有較強的指導意義,符合現代更高的性能優(yōu)勢和小型化特點的發(fā)展趨勢。