DSL驅(qū)動(dòng)器電路的主動(dòng)匹配

目前DSL設(shè)備越來越趨于高密化，對(duì)于DSLAM用戶，必須更好地優(yōu)化DSL線路驅(qū)動(dòng)器的性能和功耗。主動(dòng)匹配模式(Active termination)正是這種既可降低線路驅(qū)動(dòng)器功耗又能優(yōu)化其性能的技術(shù)。本文先回顧一下傳輸線路的匹配特點(diǎn)，然后再研究驅(qū)動(dòng)器及其輸出阻抗，并就單端驅(qū)動(dòng)電路、高阻輸入驅(qū)動(dòng)電路、 差分驅(qū)動(dòng)電路、反向差分驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行分析和討論， 最后得出主動(dòng)反饋模式的反饋電阻的準(zhǔn)確值。

簡單來說，傳輸電纜的長度遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于發(fā)送信號(hào)波長的場合需要阻抗匹配。如圖1所示，線路的特性阻抗為Zo。要獲得最大的功率傳輸，負(fù)載阻抗必須等于線路的特性阻抗。如果阻抗不匹配，部分駐波功率將會(huì)通過線路反射到信號(hào)源。為了確保駐波不再返回到負(fù)載上，線路源的阻抗也必須與線路的特性阻抗相匹配。

一個(gè)理想的電壓源的輸出電阻應(yīng)為零，所以Zs等于Zo。

驅(qū)動(dòng)放大器可作為線路的電壓源。如圖2所示，信號(hào)源的阻抗為回饋電阻和驅(qū)動(dòng)器內(nèi)阻串聯(lián)。由于反饋電路對(duì)驅(qū)動(dòng)器輸入端呈高阻特性，所以對(duì)驅(qū)動(dòng)器的輸出內(nèi)阻基本沒有影響。而信號(hào)頻率則對(duì)驅(qū)動(dòng)器內(nèi)阻起著關(guān)鍵的因素。對(duì)于ADSL局端驅(qū)動(dòng)器而言，工作頻率大約為1MHz，EL1507C的輸出阻抗為0.01Ω。由于傳輸線路的特性阻抗為100Ω并且回饋匹配電阻也為100Ω，所以驅(qū)動(dòng)器的輸出阻抗可以忽略不計(jì)

圖3為被動(dòng)匹配模式的基本電路。RBM是為與信號(hào)源的匹配電阻，它的值與線路的特性阻抗Zsource和負(fù)載阻抗ZL相等。放大器的輸出阻抗由增益來調(diào)節(jié)，與相串聯(lián)的回饋電阻值相比可忽略不計(jì)。

ADSL采用差分線路來驅(qū)動(dòng)DMT信號(hào)。由圖4可知，電路的共模端總增益電阻RG為單端模式的2倍，雙絞線的總線路阻抗為2倍的單線阻抗Zo，這種被動(dòng)的差分模式與單端模式一樣，回饋電阻與負(fù)載阻抗相等，線路的總功率消耗非常大

被動(dòng)反饋模式雖然具有線路驅(qū)動(dòng)和匹配的功能，但也有許多缺點(diǎn)。盡管驅(qū)動(dòng)器的輸出阻抗值不算大，但不可忽略。由于它受頻率和失真度的影響較大，還會(huì)導(dǎo)致許多不匹配問題；回饋電阻必須與雙絞線的終端阻抗匹配，于是驅(qū)動(dòng)器輸出的電壓被回饋電阻和負(fù)載所分壓。要滿足一個(gè)負(fù)載電平，驅(qū)動(dòng)器必須輸出雙倍的電平值，不僅提高了驅(qū)動(dòng)器的電壓幅度，而且它的功耗也隨之而增加，可是回饋電阻的功率卻轉(zhuǎn)換為熱量損耗掉。驅(qū)動(dòng)器的外部總功耗同樣為負(fù)載功耗兩倍，而且還要加上驅(qū)動(dòng)器的靜態(tài)功耗。

驅(qū)動(dòng)模式中的負(fù)反饋電路可用于設(shè)置放大器的增益，而正反饋電路則可在不明顯改變驅(qū)動(dòng)器增益的條件下調(diào)節(jié)驅(qū)動(dòng)器的輸出阻抗。正反饋電路可使驅(qū)動(dòng)器模擬輸出較大的阻抗，從而可以使回饋電阻值減小。反饋量越大，回饋電阻越小。在不影響整個(gè)電路匹配的條件下，回饋電阻值的減小可使驅(qū)動(dòng)器的輸出電壓和總功耗同時(shí)降低。

主動(dòng)反饋模式的驅(qū)動(dòng)電路如圖5所示。相對(duì)于被動(dòng)模式的電路來說，僅僅增加了RP1和RP2兩個(gè)電阻便組成了正反饋回路，從而減小了回饋電阻值。

為了方便起見，我們引入一個(gè)負(fù)載阻抗和回饋電阻的比例系數(shù)K，K=ZL/RBM。使驅(qū)動(dòng)器穩(wěn)定的典型K值通常選定在4或5(可從2～10取值)。

由于采用了正反饋模式，從而增加了驅(qū)動(dòng)器的輸出阻抗，從而可使回饋電阻值減小，當(dāng)然整個(gè)信號(hào)源的阻抗不變。

這里我們給出一種標(biāo)準(zhǔn)測量電路輸出阻抗的方法。

如圖6所示，輸入端接地，將測試電壓Vx加于輸出端，Zsource=Vx/Ix。

假定：V+=V-，RBM<流入正反饋回路的電流可以忽略)，驅(qū)動(dòng)器的輸入電流為零。

依照歐姆定律，電路的等式為：

從公式中可知，正負(fù)輸入端的電壓由各自輸出端的電壓與回饋電阻的比值所決定。這些反饋電阻可模擬較大的放大器輸出阻抗，從而減小回饋電阻的阻值。

如圖7所示，先將測試電壓VIN放于輸出端，

然后再計(jì)算帶載電輸出電壓VOUT。這樣AV=VOUT/VIN

仍假定：

V+=V-，RBM<，放大器的輸入電流為零。

那么得出電路的等式為：

K值與回饋電阻成反比關(guān)系，K值越大則回饋電阻越小。從等式中可知驅(qū)動(dòng)器的增益AV與K值與電阻的分壓比成正比。

表1為線路驅(qū)動(dòng)器的被動(dòng)與主動(dòng)反饋模式的參數(shù)比較

假定：Vout=10Vpp的正弦波、負(fù)載電阻=50Ω、K=5

由表中可得出結(jié)論：主動(dòng)反饋模式的回饋電阻比被動(dòng)反饋小了20%；主動(dòng)反饋模式時(shí)的驅(qū)動(dòng)器輸出電壓為12Vpp，而被動(dòng)模式則要20Vpp；主動(dòng)反饋模式的總功耗僅為2.4W，相對(duì)于被動(dòng)模式的4W減小了40%的功耗。

為了減小反饋電阻在電路里的附加損耗，通常都要求采用較大值的反饋電阻，從而使得總功耗更為減小。

對(duì)于DSL的驅(qū)動(dòng)模擬前端(AFE)，要求后級(jí)負(fù)載呈現(xiàn)高阻抗。然而正反饋電阻的增加卻降低了驅(qū)動(dòng)器的輸入阻抗。必須對(duì)反饋電路作進(jìn)一步的改進(jìn)。在正反饋電路中加入了一個(gè)反相器，將經(jīng)過反相器倒相的反饋信號(hào)再引入驅(qū)動(dòng)器的負(fù)極輸入端，兩次負(fù)極性的信號(hào)得出正極信號(hào)。這樣就可使驅(qū)動(dòng)器的正極輸入端不受反饋電阻影響而直接與模擬前端(AFE)的輸出相連。

如圖8所示，加入的反相器可使驅(qū)動(dòng)器同時(shí)具有高輸入阻抗和主動(dòng)反饋模式的特性。然而這種單端方式必須多加一個(gè)反相器，考慮到器件占位和功耗限制的因素，對(duì)采用差分驅(qū)動(dòng)方式的DSL系統(tǒng)而言是不實(shí)用的。

如圖9所示，Rp為正反饋電阻。正反饋電路的反相信號(hào)由差分線路的另一個(gè)驅(qū)動(dòng)器輸出端所提供。電路采用交叉耦合的方式，即從一個(gè)驅(qū)動(dòng)器的輸出端引出信號(hào)，然后再將其與另一個(gè)驅(qū)動(dòng)器的負(fù)相輸入端相連，注意到差分電路輸出信號(hào)反相的特點(diǎn)，因此為負(fù)負(fù)得正的正極性。另外，由于從差分信號(hào)輸出端引出的輸入信號(hào)相位為零，因而輸出也沒有相位差。這里Rp等同于單端電路的正反饋電阻。

在這個(gè)電路里，由于K值和驅(qū)動(dòng)器相對(duì)于模擬前端(AFE)的輸出阻抗都呈現(xiàn)較大值，因而回饋電阻會(huì)進(jìn)一步減小。于是負(fù)載通過雙絞線可獲得絕大部分功率輸出。電路中增加的Rp正反饋電阻使線路的總功耗降低和回饋電阻減小，從而使電路既經(jīng)濟(jì)又穩(wěn)定。

當(dāng)線路的穩(wěn)定性特別重要時(shí)，反相端輸入的差分驅(qū)動(dòng)電路會(huì)比正相輸入電路提供更為穩(wěn)定的性能。

如圖10所示，除了輸入阻抗有些變化和輸出信號(hào)反相之外，電路與正相輸入方式等效。

由于采用了主動(dòng)反饋模式的差分電路，使回饋電阻的大小減小了K倍，RBM=Rload/K。如果線路的負(fù)載阻抗為50Ω、K值取5，那么回饋電阻則為10Ω。被動(dòng)方式的K值則為1。在實(shí)際中，主動(dòng)模式可將K值提升到10，但通常將K值取為2～5之間。由于K值同樣也會(huì)受到電路中正反饋的影響，可以將它用于正反饋電阻適當(dāng)取值，以確保電路的穩(wěn)定性和高性能。在正反饋通路中，RP基本上與RF相等，RP=RF[K/(K-1)]。在負(fù)反饋通路中，RF必須由K值來優(yōu)化以增強(qiáng)共模方式的穩(wěn)定性，RF=Rfo(2K-1)/K?！?/font>