3GPP LTE中的OFDMA和SC-FDMA性能比較

通用陸地無線接入(UTRA)演進的目標是構建出高速率、低時延、分組優(yōu)化的無線接入系統(tǒng)[1]。 演進的UTRA致力于建立一個上行速率達到50 MHz、下行速率達到100 MHz、頻譜利用率為3G R6的3～4倍[2] 的高速率系統(tǒng)。為達到上述目標，多址方案的選擇應該考慮在復雜度合理的情況下，提供更高的數(shù)據(jù)速率和頻譜利用率。在上行鏈路中，由于終端功率和處理能力的限制，多址方案的設計更具挑戰(zhàn)性，除了性能和復雜度，還需要考慮峰值平均功率比(PAPR)對功率效率的影響。

　　在3GPP LTE的標準化過程中，諾基亞、北電等公司提交了若干多址方案，如多載波(MC)-WCDMA，MC-TD-SCDMA，正交頻分多址接入(OFDMA)，交織頻分復用(IFDMA)和基于傅立葉變換擴展的正交頻分復用(DFT-S OFDM)。OFDMA已成為下行鏈路的主流多址方案，并且是上行鏈路的熱門候選方案，其中，北電公司的方案支持頻分雙工(FDD)方式[3]，信息產(chǎn)業(yè)部電信傳輸研究所的方案支持時分雙工(TDD)方式[4]。

　　由于正交頻分復用(OFDM)能夠很好地對抗無線傳輸環(huán)境中的頻率選擇性衰落，可以獲得 很高的頻譜利用率，OFDM非常適用于無線寬帶信道下的高速傳輸。通過給不同的用戶分配不同的子載波，OFDMA提供了天然的多址方式。由于用戶間信道衰落的獨立性[1]，可以利用聯(lián)合子載波分配帶來的多用戶分集增益提高性能，達到服務質(zhì)量(QoS)要求。然而，為了降低成本，在用戶設備(UE)端通常使用低成本的功率放大器，OFDM中較高的PAPR將降低UE的功率利用率，降低上行鏈路的覆蓋能力。由于單載波頻分復用(SC-FDMA)具有的較低的PAPR，它被提議成為候選的多址方案[5]。

　　目前，OFDMA已被廣泛研究，并已成為3GPP LTE的下行鏈路的主流多址方案。然而，在上行鏈路的研究中，盡管SC-FDMA成為主流的多址方式，但OFDM和SC-FDMA之間的比較大多從 PAPR的角度進行，而沒有考慮兩者的鏈路性能，更沒有充分地考慮PAPR和性能的折衷。本文比較了OFDMA和DFT-S OFDM的基本原理，并仿真了它們在無線信道中的基本性能。仿真結果表明：盡管DFT-S OFDM具有較低的PAPR，但它的鏈路級性能卻不如OFDMA。

　　1  OFDMA和DFT-SOFDM的基本原理

　　1.1OFDMA的基本原理

　　OFDMA將整個頻帶分割成許多子載波，將頻率選擇性衰落信道轉化為若干平坦衰落子信道，從而能夠有效地抵抗無線移動環(huán)境中的頻率選擇性衰落。由于子載波重疊占用頻譜，OFDM能夠提供較高的頻譜利用率和較高的信息傳輸速率。通過給不同的用戶分配不同的子載波，OFDMA提供了天然的多址方式，并且由于占用不同的子載波，用戶間滿足相互正交，沒有小區(qū)內(nèi)干擾(如圖1所示)。同時，OFDMA可支持兩種子載波分配模式：分布式和集中式。在子載波分布式分配的模式中，可以利用不同子載波的頻率選擇性衰落的獨立性而獲得分集增益。

　　此外，因為OFDMA已成為下行鏈路的主流方案，上行鏈路如也采用OFDMA，LTE的上下行鏈路將具有最大的一致性，可以簡化終端的設計。

　　一個分配了M個子載波的用戶的傳輸信號可表示為：D =[d 0，d 1……d M-1]T，其中，T代表矩陣轉置，di是調(diào)制信號。

　　經(jīng)過快速傅立葉反變換(IFFT)調(diào)制后，信號向量S =F N* T N,M D，其中TN，M代表子載波分配的映射矩陣，其元素是表達子載波的分布式或者集中式分配。F*N是N點IFFT矩陣，*代表共軛轉置，并且FN=[f 1T，f 2T……f NT]T，

　　經(jīng)過衰落信道和快速傅立葉變換(FFT)信號處理后，頻域的接收信號可以作如下表達：R=HTN，M D+n，其中H=diag(Hk)，Hk是第k個子載波上的頻域響應；n是高斯噪聲向量；R=[r(0)，r (1) ……r (N-1)]T，r (k)是第k個子載波上的接收信號。

　　由于OFDM的時域信號是若干平行隨機信號之和，因而容易導致高PAPR?；径说墓β氏拗葡鄬^弱，并且可以采用較為昂貴的功率放大器，所以在下行鏈路中，高PAPR不會帶來太大的問題。然而，在上行鏈路中，由于用戶終端的功率放大器要求低成本，并且電池的容量有限，因而高PAPR會將降低UE的功率利用率，減小上行的有效覆蓋。為避免OFDM的上述缺點，必須降低PAPR。

　　降低OFDM的PAPR的技術有很多，比如選擇性映射、削波和濾波等等。文獻[6]中證明了通過削波和濾波，可以將PAPR降低到6 dB以下時，同時對OFDM的性能影響很小，而且?guī)淼膹碗s度增加也是可以接受的。因此，本文將主要研究不同多址方案的鏈路級性能的比較。

   1.2DFT-SOFDM的基本原理

　　結合動態(tài)帶寬分配的單載波傳輸技術已成為LTE上行鏈路的主要候選多址方案[1]，其主要優(yōu)勢是具有較低的PAPR。與多載波信號相比，單載波技術可以降低對終端功放的要求，提高功率的利用率。

　　DFT-S OFDM可以認為是SC-FDMA的頻域產(chǎn)生方式，是OFDM在IFFT調(diào)制前進行了基于傅立葉變換的預編碼。不加循環(huán)前綴的傳輸信號可以表達為：S=FN* TN，M FM D，其中FM是M點FFT。

　　DFT-S OFDM也具有兩種模式：集中式和分布式。圖2是集中式DFT-S OFDM的示例，其中m 1……m M表示M個不同的調(diào)制器傳輸?shù)谋忍財?shù)，而f 1……f M表示N點IFFT的M路輸入。在發(fā)送端，先對塊長為M的調(diào)制信號進行M點FFT信號處理，再根據(jù)子載波映射模式將M點FFT的輸出信號映射到N個子載波上，經(jīng)過IFFT將信號轉變?yōu)闀r域信號之前，可以進行頻域脈沖成型。與時域脈沖成型類似，頻譜成型可以在頻譜的利用率和PAPR間折衷，如果滾降系數(shù)大于 0，則使頻譜擴張，這與時域脈沖成型要求的過采樣率相對應。

　　接收端為圖2的逆過程。在去保護間隔和N點FF

T處理以后，頻域的接收信號為：R=HTN，M FM D +n，此時DFT-S OFDM也能在頻域進行均衡。

　　2  系統(tǒng)參數(shù)設定和均衡器

　　在3GPP LTE的提案中，很多仿真結果都是在3GPP步行環(huán)境B類信道(PB)3 km/h或者車載環(huán)境A類信道(VA)120 km/h的情況下。不論是OFDMA還是DFT-S OFDM，在經(jīng)過這樣的衰落信道后，其接收信號都將成為頻率選擇性信號。如果用戶所占用的子載波上的信道不是常值的話，就需要頻域均衡器來恢復信號。本文中采用迫零(ZF)均衡器。

　　對于OFDMA系統(tǒng)，在經(jīng)過ZF均衡后，信號可以表達為：

　　其中n'=H*Wn，W是對角矩陣，定義為：

　　在OFDMA的接收端，經(jīng)過均衡后，恢復的數(shù)據(jù)直接送入軟解調(diào)和解碼單元。很明顯，由于信道是頻率選擇性的，可以獲得頻率分集增益。信道的頻率選擇性越強，則OFDMA能獲得的頻率分集增益越大。在下節(jié)中，仿真結果將證實我們的分析。

　　對于DFT-SOFDM系統(tǒng)，在進行最小均方誤差(MMSE)均衡后，信號可表示為：R=H*W(HTN，MFMD+n)=H*WHTN，MFMD+n'，其中

　　比較D和R，可以看到DFT-SOFDM在頻域均衡后，在解調(diào)和解碼單元前，還需要進行M點的IFFT(與發(fā)送端相對應)。經(jīng)過M點IFFT后，信號可表示為：

　　其中。已恢復的數(shù)據(jù)D送入DFT-S OFDM接收端的軟解調(diào)和解碼單元。DFT-S OFDM的優(yōu)勢在于其信號的時域實現(xiàn)能夠在一定程度上降低PAPR。但是，由于解碼也是在時域進行的，DFT-S OFDM只能利用時域選擇性衰落。

　　表1 給出了本文仿真的公共參數(shù)[7]。

　　3  仿真結果的比較

　　DFT-S OFDM和OFDMA兩種上行多址方式的鏈路級仿真結果如圖3所示。當每用戶分配300個相鄰子載波時，兩種多址方式的未編碼系統(tǒng)的誤碼率(BER)性能分別如圖3中紅色和藍色線所示，這里，兩者都是理想信道估計，均采用ZF均衡。

　　可以看到，DFT-S OFDM性能劣于OFDMA，原因在于信道是頻率選擇性的。OFDMA在頻域進行解調(diào)，其性能取決于深衰落的子載波；而對于DFT-S OFDM，解調(diào)是在時域進行的，并且其信號是IFFT之前信號的平均，不能有效利用信道頻率選擇性，所以其性能劣于OFDMA。然而。DFT-S OFDM對信噪比(SNR)更為敏感，隨著SNR的增加，OFDMA和DFT-S OFDM性能會逐漸接近。

　　圖4給出了每用戶分配300個相鄰子載波、16相正交幅度調(diào)制(16QAM)調(diào)制時，兩種多址方式的編碼系統(tǒng)的誤塊率(BLER)性能。這里 OFDMA采用了ZF均衡，而DFT-S OFDM采用了MMSE均衡?？梢钥吹?，當BLER為10-2時，OFDM與DFT-S OFDM相比，具有3 dB的增益。原因在于信道是頻率選擇性的，OFDMA能有效利用信道的頻率選擇性。所以，結合編碼的OFDM系統(tǒng)與時域編碼系統(tǒng)相比，能獲得明顯的增益。

　　在實際系統(tǒng)中，接收端需要進行信道估計。圖5是實際信道估計下的兩種多址方案在120 km/h信道中的性能比較，采用了文獻[8]中對OFDMA和DFT-SOFDM定義的系統(tǒng)框圖。對于兩種多址方案，信道估計誤差都會降低其性能。 OFDMA優(yōu)于DFT-S OFDM，在BLER為10-2并采用16QAM調(diào)制時，OFDMA有5 dB的增益。

    多輸入多輸出(MIMO) 技術也是LTE的候選技術，它可以改善性能和提供頻譜利用率。圖6是兩種多址方案在理想信道估計時，結合MIMO技術的性能。這里，發(fā)送端采用了空時分組碼(STBC)；在接收端，OFDMA和DFT-SOFDM分別采用了ZF均衡和MMSE均衡。從仿真結果可以看到，在BER為10-2、采用正交相移鍵控(QPSK)調(diào)制時，OFDMA有2 dB的增益。當增加調(diào)制階數(shù)，由QPSK變?yōu)?6QAM后，OFDMA與DFT-SOFDM相比，增益增加到6.5 dB。因此，盡管MIMO技術能明顯改善DFT-S OFDM的性能，由于不能利用頻率選擇性，結合MIMO的系統(tǒng)中，DFT-S OFDM的性能仍劣于OFDMA。

　　4  結束語

　　本文闡述了OFDMA和DFT-S OFDM的基本原理，比較了兩者的基本性能。仿真結果表明，在未編碼的條件下，當BER為10-3 、12個子載波被占用時，OFDMA優(yōu)于DFT-S OFDM 1 dB；在采用Turbo編碼的條件下，當BER為10-3時，OFDMA與DFT-S OFDM相比，有將近3 dB的增益；在結合MIMO的系統(tǒng)中，OFDMA對DFT-S OFDM的鏈路級性能的優(yōu)勢將擴大。由于OFDMA的PAPR可以降低到3 GPP要求的6 dB以下，而性能降低小于0.5 dB[6]，因此從鏈路級性能來看，OFDMA的性能優(yōu)于DFT-S OFDM。