數(shù)字功率放大器

前言
現(xiàn)代高保真立體聲系統(tǒng)都采用數(shù)字信號音源：諸如激光唱片（CD）、數(shù)字錄音帶（DAT）、數(shù)字音頻廣播（DAB）等。數(shù)字語音和樂音信號通常是脈沖編碼調(diào)制的，具有12位，16位或更高的分辨率，取樣頻率分別為32KHz（DAB）；44.1KHz（CD）;或48KHz（DAT）。對這些數(shù)字信號，傳統(tǒng)的方法是將它送到D/A變換器變換成模擬信號，經(jīng)低通濾波后再送至模擬功率放大器來驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的揚(yáng)聲器。
數(shù)字信號在存儲、傳輸和處理方面的優(yōu)點(diǎn)是眾所周知的，數(shù)字系統(tǒng)的保真度、可靠性和經(jīng)濟(jì)性大大超過了模擬系統(tǒng)。因此，在信號鏈最后一環(huán)，即功率放大級，采用數(shù)字技術(shù)也是順理成章的。一個(gè)顯而易見的數(shù)字功放方案可以采用脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)，其簡化的方框圖如圖1所示。一個(gè)低功率音頻信號（該信號可以是模擬的也可以是數(shù)字的），送入脈寬調(diào)制器，它產(chǎn)生一個(gè)二進(jìn)制PWM波形，對它進(jìn)行功率放大，放大后的PWM信號再加到PWM解調(diào)器（通常是一個(gè)低通濾波器），最終得到一個(gè)功率音頻信號。這類功率放大器也稱為D類放大器。
PWM放大器最重要特性是簡化了功率放大過程。就二進(jìn)脈沖信號放大而言，功率放大過程簡化為高功率DC電壓源和由低功率PWM信號控制的開關(guān)電路，如圖2所示。圖中LC低通濾波器取代了PWM解調(diào)器；電阻RL是負(fù)載電阻，就是揚(yáng)聲器。在實(shí)際電路中，開關(guān)用兩個(gè)快速功率MOSFET構(gòu)成，為了避免在準(zhǔn)靜態(tài)工作時(shí)負(fù)載上產(chǎn)生直流偏移，可以采用橋式結(jié)構(gòu)。
與A/AB/B類放大器相比，D類放大器最大的優(yōu)點(diǎn)是其理想效率可達(dá)100%。對開關(guān)工作的晶體管，開啟時(shí)開關(guān)上的電壓為0；關(guān)閉時(shí)開關(guān)中的電流為0，因其功耗接近于0。這樣，D類放大器能提供體積小，成本低的高功率放大器。此外，D類放大器不存在交叉畸變，交叉畸變在B類放大器中最為明顯。
模擬PWM與數(shù)字PWM
脈寬調(diào)制的對象可以是模擬信號，也可以是數(shù)字PCM信號。兩者的調(diào)制過程是相同的，輸出的脈沖列也是類似的，但兩者變換后的頻譜是有本質(zhì)上差別的，這也直接導(dǎo)致信號處理的差異，下面對這兩種信號作簡單的分析。
脈沖下降邊自然PWM（NPWM）是一種經(jīng)典的PWM電路，它由鋸齒電壓發(fā)生器和電壓比較器構(gòu)成，如圖3。對模擬輸入信號，鋸齒波的固定頻率應(yīng)大于輸入信號最高可能的頻率，它直接確定了PWM信號的脈沖速率。輸入信號和輸出波形的定時(shí)關(guān)系示于圖4（G）。為了深入了解音頻信號在PWM后的性質(zhì)，通常采用頻譜分析法。對單頻正弦波信號，下降邊NPWM頻譜由輸入頻率，載波和它的各次諧波，輸入信號與載波及各次諧波的和頻和差頻組成。它的特點(diǎn)是，輸入頻率沒有諧波，但輸入與載波的調(diào)制積會向輸入頻率方向回落，這一點(diǎn)是非常重要的。為了不使調(diào)制積影響音頻基帶，載波頻率應(yīng)大大高于輸入信號的最高可能頻率。在實(shí)際PWM設(shè)計(jì)中，音頻基帶覆蓋了DC至20KHz的整個(gè)頻帶，PWM載波通常在200KHz至300KHz之間。
與上述模擬PWM相似，我們也可以直接將均勻取樣PCM信號變換為數(shù)字PWM信號，然后進(jìn)行功率放大。PCM至PWM變換稱為數(shù)字PWM。數(shù)字PWM不同于PCM信號用D/A變換器變換成模擬信號，再用上面已介紹的方法將模擬信號變換成PWM信號。
一個(gè)數(shù)字PWM是將幅度取樣脈沖直接變換成與取樣幅度成正比的脈沖列。倘若仍采用下降低NPWM電路，通常稱為均勻取樣PWM（UPWM），其取樣定時(shí)圖如圖4（b）所示。它的頻譜同樣包含輸入頻率，載波和各次諧波，以及兩者的調(diào)制積。但存在一個(gè)明顯的區(qū)別，即它的基頻帶中含有輸入頻率的諧波，且其幅度隨調(diào)制率和載波頻率而增加。
數(shù)字PWM線性化技術(shù)
頻譜分析表明，均勻取樣PCM信號直接變換成PWM數(shù)據(jù)會導(dǎo)致音頻基帶中的高次諧波成分，造成失真，無法在高保真系統(tǒng)中應(yīng)用。因此，在PCM數(shù)據(jù)送入PCM至PWM變換器之前應(yīng)先進(jìn)行預(yù)處理，以補(bǔ)償其非線性。在各種線性化方案中，偽NPWM法和動(dòng)態(tài)濾波法尤為常見。下面扼要介紹這兩種方案的出發(fā)點(diǎn)和基本工作原理。
偽NPWM（PNPWM）法是在均勻取樣PCM數(shù)據(jù)上來摹仿模擬NPWM過程。上面分析表明，模擬NPWM信號在基帶內(nèi)是不存在諧波成分的，而數(shù)字UPWM信號卻存在諧波成分，試比較圖5上兩者的取樣波形，鋸齒波與均勻取樣PCM信號的交叉點(diǎn)和鋸齒波與原始模擬信號的交叉點(diǎn)確實(shí)存在著差別。這意味著，為了補(bǔ)償非線性，必須在特定PWM脈沖時(shí)間間隔內(nèi)重構(gòu)模擬信號。全構(gòu)模擬輸入波形的正確分析表達(dá)式應(yīng)是由無數(shù)個(gè)成比例和時(shí)延的正弦函數(shù)組成，取樣鋸齒波則可描述為一個(gè)一階方程，于是重構(gòu)模擬信號與鋸齒波的交叉點(diǎn)需求解這兩個(gè)相應(yīng)的聯(lián)立方程。當(dāng)然，一種更為實(shí)用的方法是用n階多項(xiàng)式來近似模擬輸入波形，每個(gè)間隔內(nèi)的多項(xiàng)式可利用n+1個(gè)PCM數(shù)據(jù)間隔兩邊的邊界條件來重構(gòu)。近似多項(xiàng)式的階數(shù)越高，其誤差越小。為了避免使用高階方程分析解法，可采用諸如Newton-Raphson等數(shù)值算法。
PNPWM法是在基帶中更正諧波成分的十分有效手段，但NPWM固有的調(diào)制積的和頻與差頻會落入基帶這一基本事實(shí)是無法消除的，因而PNPWM仍需采用高載波頻率，至少是4倍于音頻取樣速率。
第二種方案是動(dòng)態(tài)濾波法。為了更好理解這一方法，首先應(yīng)對數(shù)字PWM固有的非線性作更深入的分析，著眼點(diǎn)是對PCM和PWM兩種脈沖信號進(jìn)行比較，這兩種信號都是脈沖列，都用低通濾波器解調(diào)，前者沒有非線性，后者卻存在非線性，這說明兩種脈沖信號存在著內(nèi)在的差異。矩形脈沖的Fourier變換為:
f(t)=rect( t/T)     F(t)=Tsin(tT)
參見圖6，十分顯然，PCM脈沖的寬度是恒定的，其傳輸函數(shù)也是恒定的，只是幅度在按比例變化；而PWM卻不同，它在每個(gè)時(shí)間間隔內(nèi)的寬度是不同的，具有各自相對于幅度比和頻率比的Fourier變換，或者說傳輸函數(shù)是隨時(shí)間變化的，因而PWM系統(tǒng)可以看成是帶時(shí)變傳輸函數(shù)的PCM系統(tǒng)。為了線性化PWM系統(tǒng)，需用均衡濾波器來補(bǔ)償與取樣有關(guān)的變化。這種隨取樣而改變的濾波器稱為動(dòng)態(tài)濾波器，它最終使總傳輸函數(shù)至少在基帶內(nèi)是恒定的。
在實(shí)際使用時(shí)，例如每個(gè)取樣具有自己的4階FIR均衡濾波器，它的幅度響應(yīng)近似為PWM取樣頻譜的倒數(shù)，從而使兩者乘積在基帶內(nèi)恒定。需要注意的是，每個(gè)特定的4階FIR濾波器存在色散效應(yīng)，即會影響取樣前、后2個(gè)取樣的響應(yīng)，改變它們相對應(yīng)的均衡濾波器輸出。此外，取樣基均衡法還依賴于確定迭代過程的收斂性。最后還要指出，根據(jù)模擬的結(jié)果，動(dòng)態(tài)濾波法也要適度的過采樣，4倍過取樣會取得良好的結(jié)果。
幾種實(shí)用數(shù)字功放集成電路
數(shù)字功放是一種新型器件，IC廠商自然不會放過這一商機(jī)，相繼推出了各具特色的數(shù)字功放產(chǎn)品。下面簡要地介紹一些有代表性的器件。
TA2022是Tripath生產(chǎn)的模擬輸入立體聲集成化調(diào)制器和輸出級。它的與眾不同之處在于，其調(diào)制器采用擴(kuò)頻開關(guān)模式，而不是固定的頻率，因此公司稱為“T類”放大器。該器件在