采用Pspice分析系統(tǒng)評估噪聲

　　間接的 Pspice 噪聲仿真

　　即使有源元件沒有準(zhǔn)確的噪聲模型，我們也可以利用 Pspice 系統(tǒng)簡化預(yù)測噪聲所涉及的繁復(fù)運(yùn)算。以上例而言，我們可以利用 Pspice 進(jìn)行額外運(yùn)算的仿真，以便計算輸出噪聲，因而稱其為“間接仿真”。這種方式無需進(jìn)行噪聲仿真，便可計算指定頻率范圍內(nèi)每一噪聲源至輸出的增益。Pspice Probe 可以顯示每一噪聲源的增益頻率響應(yīng)，而我們可以將 Pspice 增益仿真結(jié)果輸入數(shù)據(jù)表分別進(jìn)行處理，以估算均方根噪聲。

　　以下逐步說明如何進(jìn)行間接 Pspice 噪聲仿真噪聲模擬測試所需的每一步驟，另外還列出圖2 所示電路的仿真測試結(jié)果。

　　步驟 1：對于每一個噪聲源進(jìn)行噪聲預(yù)測時，先使用Pspice系統(tǒng)進(jìn)行“交流電AC”對其頻率掃描分析模擬分析仿真其輸出電壓，并將每一噪聲源的頻率掃描一遍，以便模擬其輸出電壓。每一噪聲源都需經(jīng)過一次交流電的模擬分析。電阻的熱噪聲可作為并聯(lián)某一特定電阻的并聯(lián)電流源的簡單模型處理，(在Pspice里并聯(lián)電流源比電壓源更容易增減因為在 Pspice 系統(tǒng)內(nèi)增減并聯(lián)電源比增減串聯(lián)電源較為容易)。
圖4是測量射頻熱噪聲的電路。

　　其他噪聲源的測試結(jié)果并沒有在下面一一列出，但若按照同樣的方式計算，有關(guān)結(jié)果應(yīng)大致相同。以下是圖2 所示電路的其他噪聲源：

　　U1 輸入噪聲電壓

　　U1 反相輸入噪聲電流

　　U2 輸入噪聲電壓

　　U2 反相輸入噪聲電流

　　R2 熱噪聲

　　R3 熱噪聲

　　RD 熱噪聲

　　步驟 2：利用 Pspice Probe 函數(shù)曲線顯示“輸出電壓除以輸入電壓”的結(jié)果，換言之，可以藉此計算每一噪聲源的增益。

　　圖5是圖4 所示電路的仿真結(jié)果，圖中的 Pspice Probe 顯示本示例幾個指定節(jié)點(diǎn)名稱的“Vout/ I_RF_thermal”增益。

　　步驟 3：注意每一次仿真的最高增益及適用的 -3dB 帶寬 (或 -3dB 的滾降頻率)。我們可以用數(shù)據(jù)表整理并處理獲得的相關(guān)結(jié)果。

　　注意圖5 的光標(biāo)必須位于峰值響應(yīng)的 70.7% (-3dB)，否則便無法讀取較低及較高的 -3dB 頻率 (即以下圖表1 的“f1”及“f2”)。與步驟 1 所列重要噪聲源有關(guān)的所有資料都在表 1 內(nèi)列出。有關(guān)射頻熱噪聲的數(shù)字均列于“噪聲源”#5 的一欄之內(nèi)，高亮顯示突出其重要性。

　　步驟 4：步驟 3 的增益如乘以噪聲源振幅及噪聲帶寬的平方根，便可得出某一噪聲源占總輸出噪聲的百分比。只要將單極點(diǎn)響應(yīng)的仿真結(jié)果乘以 1.25因子 [SQRT (pi/2)]，便可為非磚墻式的行為提供補(bǔ)償。如欲提高數(shù)字的準(zhǔn)確性，可參考應(yīng)用注釋 OA-12 (http://www.national.com/an/OA/OA-12.pdf)。文中詳細(xì)討論如何為不同峰值的帶通響應(yīng)作出更準(zhǔn)確的校正。本文為方便起見，全部采用 1.25 因子，如此可以簡化解釋過程

　　至于電阻熱噪聲的幅值，以下是室溫下粗略的等效并聯(lián)噪聲電流：

　　i_R_thermal( 4pA/RtHz / sqrt [ R(Kohm)]

　　因此，以 100KW的電阻為例，其噪聲源應(yīng)為 0.4pA/RtHz。

　　表2是表 1 添加了 G、H、I 等欄之后的最新數(shù)據(jù)：

　　注意：表2“U1 噪聲電壓”一行所列數(shù)字 (即G欄第一行的15nV/RtHz)是 LMV772 噪聲電壓在 12Hz (f1)至78kHz(f2)范圍內(nèi)的“視覺平均數(shù)”(參看圖6)。用這樣粗略的方法計算近似值基本上不會很準(zhǔn)確，因此我們應(yīng)注意上述分析只可得出粗略估計數(shù)值。

　　若個別的增益頻率響應(yīng)比圖5 所示實(shí)例的帶通響應(yīng)更為復(fù)雜，我們可以利用“肉眼”估算其平均值及實(shí)際的高、低頻率，并將有關(guān)數(shù)值列于數(shù)據(jù)表內(nèi)。這種間接分析方式的主要優(yōu)點(diǎn)是可以清楚顯示個別噪聲占總噪聲量的百分比。作為初步的分析來說，這種初步的粗略估算是可以接受的。
　　
　　此外，RF_thermal 高亮顯示在表格2中(標(biāo)記在噪聲“source#5”列中)。以下詳細(xì)列出 RF_thermal 的計算方法以供參考：

　　G 列：

　　噪聲源振幅

　　I 列：

　　步驟 5：利用算試表將來源不同的噪聲的平方數(shù)值加起來，然后取其平方根，以便計算所有噪聲源的總均方根噪聲。

　　表3將最后計算出來的數(shù)據(jù)一一列出。

　　表3右下角列出的“4.99mV_RMS”是 6 個噪聲源加在一起的總和，這是噪聲總量的最后答案。若與前文所說的直接 Pspice 噪聲仿真(4.39 mV_RMS)比較，兩者相差約 14%，對于粗略的間接分析方法來說，14% 的偏差尚算合理，可以接受。

　　以下是這個最后答案的計算方法：



　　我們應(yīng)注意一點(diǎn)，上述步驟只利用 Pspice 計算不同噪聲貢獻(xiàn)的增益，并沒有利用較為準(zhǔn)確的有源元件噪聲宏模型。但即使采用間接的 Pspice 方法，噪聲數(shù)據(jù)的可靠性仍然非常重要。此外，數(shù)據(jù)算試表一旦編列完成，哪一個才是最大的噪聲來源以至這一噪聲占總噪聲量的百分比等資料便一目了然。直接模擬的方法便完全不同，直接模擬的測試結(jié)果不會顯示哪一噪聲源占主導(dǎo)地位。以圖6為例來說，表內(nèi)清楚顯示 RF_thermal 是最大的噪聲源。

　　這個間接的 Pspice 方法還有另一優(yōu)點(diǎn)，那就是算試表編列完成之后，即使測試的先決條件有變，也很容易預(yù)測全新情況下的噪聲量。以 LMV771 為例來說，這款芯片的輸入噪聲電流極低 (0.001pA/RtHz)，我們即使以輸入噪聲電流為 0.3pA/RtHz 的 LMV721 雙極型輸入芯片代替LMV771，也可利用算試表即時預(yù)測新的輸出噪聲：

　　若以 LMV721 取代 LMV772，輸出噪聲之中的“U1 噪聲電流”部分 (即表 3 的 I 欄第二列) 的數(shù)值可利用以下等式計算出來：

　　新的輸出噪聲總量：

　　換言之，輸出噪聲可能會增加至 12.4mV_RMS， 而 U1 輸入噪聲電流會取代 RF_thermal 而成為最大的噪聲來源。

　　結(jié)語

　　本文主要討論了一些利用 Pspice 的優(yōu)點(diǎn)進(jìn)行仿真的方法，確保我們即使沒有準(zhǔn)確或完整的噪聲宏模型，仍可仿真噪聲來源及其分布。上文分別介紹直接及間接的 Pspice 噪聲仿真方法，擴(kuò)充了用戶的可供選擇的分析工具庫，來解決噪聲評估的問題。上文還詳細(xì)介紹間接的仿真方法，以加深用戶對這個方法的了解，讓用戶可以利用這種有用的工具，找出系統(tǒng)的最大噪聲來源，然后將之隔離處理，確保用戶可以利用簡便而具成本效益的分析方法，作出更精明的決定?！?/p>