用輸入濾波器防止儀表放大器射頻整流誤差
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儀表放大器用于需要從大共模噪聲或干擾中提取微弱差分信號的各種設備。但是，設計師常常會忽視儀表放大器內存在的潛在射頻整流問題。放大器的共模抑制通常能大大減小儀表放大器輸入端的共模噪聲。但遺憾的是，射頻整流仍然會發(fā)生，這是因為即使最好的儀表放大器在頻率高于20kHz時實際上也不能抑制共模噪聲。放大器的輸入級可能會對強信號進行整流，然后以直流偏移誤差的形式出現(xiàn)。一旦輸入級對信號進行整流，儀表放大器輸出端的低通濾波就無法消除這種誤差。再說，如果射頻干擾是間歇干擾，則測量誤差就可能檢測不出來。解決這一問題的最佳實用方案是利用差分低通濾波器在儀表放大器之前對射頻信號進行衰減。差分低通濾波器必須盡可能多地消除輸入線路中的射頻能量，在每條輸入線路與地（公用）之間保持交流信號的“平衡”，并在測量帶寬內保持足夠大的輸入阻抗，以避免信號源增加負載。圖1是各種各樣的差分射頻干擾（RFI）濾波器的基本方框圖。
本文引用地址：http://m.butianyuan.cn/article/9678.htm
元件值均是最新一代儀表放大器元件的典型值，如AD8221，其-3dB帶寬典型值為1MHz，電壓噪聲電平典型值為7nV/ Hz。濾波器除了抑制RFI之外，還具有輸入過載保護功能；電阻器R1A和R1B有助于將儀表放大器的輸入電路與外部信號源隔離開來。圖2示出了簡化的RFI濾波電路。圖2表明，濾波器組成一個其輸出信號加在儀表放大器輸入引腳上的電橋電路。由于這種連接方法的緣故，C1A/R1A和C1B/R1B兩個時間常數(shù)之間的任何失配都會使橋路失去平衡，從而降低高頻共模抑制功能。因此，電阻器R1A和R1B，電容器C1A和C1B，都應始終相等。電容器C2跨接在電橋的輸出端，以便與C1A和C1B的串聯(lián)組合有效地并聯(lián)。這樣連接的C2就能有效降低由失配引起的任何交流共模抑制誤差，例如，使C2的電容量為C1的10倍，就能將C1A/R1A失配引起的共模抑制誤差降低到二十分之一。要注意的是，該濾波器不影響直流共模抑制功能。
RFI濾波器有兩種帶寬，即差分帶寬和共模帶寬。差分帶寬確定濾波器在電路兩個輸入端+IN和-IN加有差分信號時的頻率響應。兩個阻值相等的電阻器R1A和R1B之和以及差分電容，即與C1A和C1B串聯(lián)組合并聯(lián)的C2，確定了這一RC時間常數(shù)。該濾波器的-3dB差分帶寬等于BWDIFF=[1/(2πR(2C2+C1))]。共模帶寬確定在兩個連接在一起的輸入端和接地之間“看到”的共模射頻信號。C2不影響共模射頻信號的帶寬，因為這一電容連接在兩個輸入端之間，有助于兩個輸入端保持相同的射頻信號電平。因此，兩個RC網(wǎng)絡（R1A/C1A和R1B/C1B）的對地并聯(lián)阻抗可確定共模帶寬。-3dB共模帶寬等于BWCM=1/(2πR1C1)。
使用圖1所示電路，如果C2=0.01μF，則-3dB差分信號帶寬約為1900Hz。當該電路增益為5時，其已測得的直流偏移在10Hz～20MHz頻率范圍內小于6μV（以輸入端為基準）。當增益為1時，就不存在可測量的直流偏移漂移。有些儀表放大器要比另一些儀表放大器更容易發(fā)生射頻整流現(xiàn)象，也許需要用一個更可靠的濾波器。輸入級電流很小的微功耗儀表放大器，如AD627，就是一個范例。加大兩個輸入電阻器R1A / R1B的阻值、加大C2的電容值或者兩者同時加大這種簡便方法，能進一步使射頻信號衰減，但卻會減小信號帶寬。選擇RFI濾波器元件值的一些步驟如下：
1、確定兩只串聯(lián)電阻器的阻值，確保前面的電路足以驅動這一阻抗。這兩只電阻器在其典型阻值為2~10kΩ時產生的噪聲不應大于儀表放大器本身的噪聲。使用兩只2kΩ的電阻器，會增加8nV/ Hz的約翰遜噪聲。使用4kΩ電阻器和使用10kΩ電阻器，會使約翰遜噪聲分別增加到11nV/ Hz和18nV/ Hz。
2、選擇合適的C2電容值，因為C2電容值決定濾波器的差分（信號）帶寬。在不衰減輸入信號的情況下，這一電容值要選得盡可能小。10倍于最高信號頻率的差分帶寬通常綽綽有余。
3、選擇電容器C1A和C1B的電容值。這兩只電容器的電容值決定共模帶寬。為了獲得較好的交流共模抑制性能，這兩電容器的電容值應為C2電容值的10%或10%以下。共模帶寬應始終小于增益為1時儀表放大器帶寬的10%。
你應當使用一塊兩面都有地平面的印制電路板來制造RFI濾波器。所有元件引線應盡可能短。電阻器R1A和R1B可采用普通1%金屬膜電阻器。但是，所有三只電容器都必須是Q值相當大的低損耗電容器。C1A和C1B必須是公差為
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