EMC教程系列之電場耦合

當能量通過電場從一個電路耦合到另一個電路時，就會發(fā)生電場耦合（也稱為電容耦合）。正如我們將看到的，當源電路的阻抗很高時，這種情況最有可能發(fā)生。

考慮兩個電路共用一個公共回路平面，如圖1所示。如果回路平面的電阻為零，則公共阻抗耦合為零。然而，由于從一條信號線開始，在另一條信號線上終止的電場線也可能在兩個電路之間發(fā)生耦合。例如，如果其中一個信號電壓為1V，另一個信號電壓為0V，則兩條信號線之間的電位差會導(dǎo)致電場線從1V導(dǎo)線開始，在0V導(dǎo)線上終止。從原理上講，這可以用兩條信號線之間的電容來表示。

當然，還有其他的電場線從1V導(dǎo)線開始，在0V平面上終止。這可以用導(dǎo)線和平面之間的電容來表示。圖2示出了圖1中包括電場耦合電容的兩個電路的示意圖。

圖1：信號返回平面上方的兩個電路。

圖2：圖1中包括電容耦合路徑的電路示意圖。

在這種情況下，導(dǎo)線之間的電容C12很容易用兩條導(dǎo)線之間的電容公式計算，電容c11和c22可以用接地層上方導(dǎo)線的電容公式計算。一旦確定了電容，并且將值分配給圖2中的所有元件，就可以使用用于公共阻抗耦合的相同基本公式來計算由于電場耦合而產(chǎn)生的串擾，

如果我們試圖找到精確的解決方案，分析這個電路與9個元素的過程可能會很費時。然而，如果我們重新繪制電路，并利用一些阻抗的相對大小，我們可以大大簡化分析。

首先，讓我們重新繪制圖2中的電路，如圖3所示。通過將電路1放在示意圖的左側(cè)，將電路2放在右側(cè)，重要的耦合C12就更清晰了。此外，認識到自電容C11和C22的阻抗幾乎總是比它們并聯(lián)的負載阻抗高得多也是有幫助的。如果這不是真的，到達負載的信號將顯著衰減。因此，在求解圖3中的電路時，我們通?？梢院雎訡11和C22。

圖3：圖1中電路的更直觀的示意圖。

為了計算由電路1中的信號引起的電路2中的串擾，我們設(shè)置vs2=0并確定比率vrl2/VRL1。如果耦合相對較弱（即，如果耦合沒有向下加載源電路），則C12的阻抗相對于電路1中的阻抗較大。這意味著VRL1的值與電路2的參數(shù)無關(guān)，電路可以用圖4所示的簡單形式表示。

圖4：圖1中電路的更簡單的表示。

現(xiàn)在這個電路比較容易解決。串擾可以表示為，

方程2

對于圖1和圖2中的電路，假設(shè)信號線高出導(dǎo)電平面4.0 mm，長16 cm。假設(shè)導(dǎo)線半徑為0.8 mm，導(dǎo)線之間的間距為3.0 mm。設(shè)RS1=RS2=10歐姆，RL1=RL2=150歐姆。計算這些電路在50mhz時由于電場耦合而產(chǎn)生的串擾。

我們首先確定電容C11、C22和C12。平面上每根導(dǎo)線的電容約為，

方程3

兩根導(dǎo)線之間的電容大約為，

方程4

C11和C22在50 MHz時的阻抗為| 1/jΩC |=800歐姆。由于這遠高于150歐姆的電路阻抗，我們可以忽略這些電容。耦合電容的阻抗為| 1/jΩC |=890歐姆。這也比電路阻抗大得多，因此我們可以用方程（2）來計算串擾，

方程5

在這種情況下，注意改變各種電路參數(shù)將如何改變耦合是很有幫助的。例如，加倍頻率會加倍串擾（即，在100 MHz時，計算的串擾為-34 dB）。對于弱耦合情況，電場耦合與頻率成正比。

在本例中，將受害電路的源電阻加倍也會使串擾加倍。注意，源電阻和負載電阻的并聯(lián)組合幾乎等于源電阻。在本例中，將負載電阻加倍對串擾影響不大，因為重要的是受害電路中源電阻和負載電阻的并聯(lián)組合。

本例中的另一個重要參數(shù)是互電容C12。減小C12的值將成比例地減小串擾。將導(dǎo)線移動得更遠是減小C12值的一種方法。但是，需要注意的是，僅將導(dǎo)線之間的距離加倍不足以將12減少2倍。當導(dǎo)線間距大于導(dǎo)線直徑時，反雙曲余弦函數(shù)的行為類似于對數(shù)函數(shù)。在這種情況下，將導(dǎo)線之間的距離加倍（從3.0 mm增加到6.0 mm）會將C12的值從3.6 pF更改為2.2 pF。這將減少串擾只有約4分貝。