基于DSP和增量式PI電壓環(huán)控制的逆變器研究
PI環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)為式(9),其對(duì)應(yīng)的時(shí)域方程式為
y(t)=kp(13)
式中:y(t)為PI輸出;
e(t)為PI差動(dòng)輸入;
Ti為積分時(shí)間常數(shù);
kp為比例系數(shù)。
對(duì)式(13)離散化得
yk=kp(14)
式中:Ts為采樣時(shí)間。
這即是位置式PI控制,而若采用增量式PI控制,可避免誤動(dòng)作,同時(shí)運(yùn)算不需要累加,對(duì)數(shù)字控制尤其方便。由式(14)可得
yk-1=kp(15)
由式(14)與(15)可得
yk=yk-1+kpek-kp·ek-1(16)
式(16)為一般的增量式PI算法,但實(shí)際控制中,很多不穩(wěn)定因素易造成增量較大,甚至比輸出還大,進(jìn)而造成輸出波形不穩(wěn)定,因此,必須對(duì)增量式PI算法進(jìn)行優(yōu)化。本方案采用飽和區(qū)判斷法則,即對(duì)增量
Δyk=kpek-kp·ek-1(17)
進(jìn)行判斷,當(dāng)其絕對(duì)值越過某一上限ΔYlim,即進(jìn)入飽和區(qū)時(shí),將ΔYlim賦予絕對(duì)值。但是,即使對(duì)增量進(jìn)行飽和區(qū)判斷后,其輸出由于累加的結(jié)果,也可能很大,甚至超過載波幅值。因此,也必須對(duì)PI輸出進(jìn)行限幅處理,此時(shí),可以以調(diào)制波幅值作為限幅值,也可簡(jiǎn)單地以載波幅值作為限幅值,等穩(wěn)定后這個(gè)幅值將不會(huì)超過調(diào)制波幅值。
2.3 DSP控制算法的實(shí)現(xiàn)
TI公司的TMS320LF2407A的最高工作頻率可達(dá)40MHz,存儲(chǔ)結(jié)構(gòu)為哈佛結(jié)構(gòu),數(shù)據(jù)、程序和I/O空間的尋址區(qū)域均可高達(dá)64k,且相互獨(dú)立,片內(nèi)則有32k的flash空間。同時(shí)片上具有A/D模塊,其分辨率為10位,片上還具有PWM輸出口,能實(shí)現(xiàn)同相、反相輸出,還能添加死區(qū)控制,能較好地完成電壓環(huán)控制算法的實(shí)現(xiàn)[4]。
程序中采用最高工作頻率40MHz,開關(guān)頻率為20kHz,運(yùn)用定時(shí)器的周期中斷,使用連續(xù)增或者減模式,產(chǎn)生對(duì)稱的三角載波。設(shè)置比較輸出使能,利用比較寄存器CMPR1和CMPR2的值控制PWM1~PWM4的輸出,產(chǎn)生兩路同相和反相的PWM信號(hào),控制開關(guān)管的開通和關(guān)斷。同時(shí)為避免上下橋臂同時(shí)導(dǎo)通,程序中加入0.5μs的死區(qū)控制。而CMPR1與CMPR2的計(jì)算,則由每一個(gè)周期中斷給出。周期中斷時(shí),通過采樣電壓反饋值,經(jīng)過優(yōu)化的PI增量式控制后,產(chǎn)生占空比D,由D與定時(shí)期周期即可得CMPR1和CMPR2的值。圖7為周期中斷的程序流程圖。
圖7 周期中斷流程圖
3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
實(shí)驗(yàn)主電路為單相全橋電路,如圖1所示,其中開關(guān)管采用20N60S的MOS管,濾波電感取1mH,濾波電容取10μF,負(fù)載R取40Ω,輸入直流電壓為250V,開關(guān)頻率取20kHz。PI算法中比例系數(shù)取39,積分時(shí)間常數(shù)?。?/3140)s。
圖8為輸出電壓波形,從圖8中可以看出,輸出電壓峰值為200V,頻率為50Hz,且THD很小,輸出波形穩(wěn)定。
圖8 逆變器輸出波形
圖9為滿載切向半載時(shí)輸出波形的變化,從圖9中可以看出,輸出經(jīng)過輕微擾動(dòng)后,馬上恢復(fù)穩(wěn)定,可見動(dòng)態(tài)性能比較好。
圖9 滿載切半載時(shí)輸出電壓波形
4 結(jié)語(yǔ)
本文提出的逆變器方案,采用電壓瞬時(shí)值控制,反饋環(huán)采用增量式PI控制,并對(duì)PI增量和PI輸出進(jìn)行限幅控制,確保了輸出的穩(wěn)定性和精度,同時(shí)避免誤擾動(dòng),有較好的動(dòng)態(tài)性能??刂破鞑捎肨I公司的TMS320LF2407A來(lái)實(shí)現(xiàn),較好地完成了控制算法。
評(píng)論