高頻軟開關(guān)靜止變流器并聯(lián)研究

控制電路采用電壓外環(huán)+電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制方案,該方案可以在保證系統(tǒng)穩(wěn)定性的同時(shí)自動(dòng)達(dá)到限制電流的目的。經(jīng)過分析發(fā)現(xiàn),傳統(tǒng)雙環(huán)控制兩態(tài)調(diào)制方案,電感電流變化較大,逆變橋開關(guān)損耗大。為此,引入三態(tài)控制方式,即在電感電流與電流給定誤差小于滯環(huán)上限且大于滯環(huán)下限時(shí),開通V7、V9使電感處于自然續(xù)流狀態(tài),只有當(dāng)誤差大于滯環(huán)上、下限時(shí)才進(jìn)入兩態(tài)調(diào)制,這樣就可以有效地減少開關(guān)管的切換次數(shù)（每周期69～71次),提高了變換器的效率,同時(shí)減小了輸出能量的回饋。

該靜止變流器模塊的DC/DC電路采用有源箝位技術(shù),DC/AC采用零電壓開關(guān)技術(shù),效率較高(額定阻性負(fù)載時(shí)為83.1%,其中DC/DC為89.2%,DC/AC為93.2%,THD為0.894%,功率密度為5.3kg/kVA)。

2.2　3kVA單相航空靜止變流器的構(gòu)成及工作原理

3kVA單相航空靜止變流器由3塊1kVA逆變模塊并聯(lián)構(gòu)成（見圖3）。并聯(lián)控制電路采用公用電壓外環(huán)方案,即由一個(gè)公用電壓調(diào)節(jié)器作為外環(huán)用來調(diào)節(jié)航空靜止變流器的輸出電壓,它的輸出信號(hào)ig為各模塊的電流內(nèi)環(huán)的給定輸入信號(hào),由于電流內(nèi)環(huán)可以等效為一比例放大環(huán)節(jié),等效放大倍數(shù)為電流環(huán)反饋系數(shù)的倒數(shù)。因此,當(dāng)各模塊的電流內(nèi)環(huán)反饋系數(shù)Kin相等時(shí),各模塊的濾波電感電流相等,從而實(shí)現(xiàn)了并聯(lián)航空靜止變流器模塊的均流。

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圖3共用電壓調(diào)節(jié)器航空靜止變流器并聯(lián)系統(tǒng)框圖

2.3　并聯(lián)系統(tǒng)的環(huán)流分析

圖4為兩臺(tái)航空靜止變流器模塊并聯(lián)系統(tǒng)的輸出等效電路,r1，r2分別表示航空靜止變流器的輸出連線的阻抗L1,C1和L2,，C2分別為航空靜止變流器輸出濾波電感和電容,RL為負(fù)載電阻。由圖可知，存在以下關(guān)系式
(1)

圖4 公用電壓調(diào)節(jié)器輸出等效電路

式中: Ig為公用電壓調(diào)節(jié)器輸出,分別為兩臺(tái)上述航空靜止變流器模塊的電流環(huán)等效放大倍數(shù)。對(duì)于該航空靜止變流器并聯(lián)系統(tǒng),r1和r2非常小,因此U^＆₀≈U^＆₁,U^＆₀≈U₂，故式1可以簡(jiǎn)化為

(2)

從式(2)中可看出,任一逆變模塊的輸出電流等于該模塊的電感電流與該模塊的濾波電容電流的差。由式(2)得該控制方式下兩并聯(lián)模塊間的環(huán)流IH為

(3)
從式（2,3）中可以看出,兩臺(tái)逆變模塊的輸出電流以及兩臺(tái)逆變模塊間的環(huán)流由兩個(gè)分量組成:(1)由于兩逆變模塊的電流放大倍數(shù)差而引起的環(huán)流;(2)由于兩臺(tái)逆變模塊的輸出濾波電容的差異而引起的環(huán)流。

(1)當(dāng),令C1=C+△C1C2，C2=C+△C2,則式（3）化為

（4）

其中:△C=△C1－△C2。從式（4）中可以看出當(dāng)兩臺(tái)逆變模塊的輸出濾波電容不相等時(shí)會(huì)在兩逆變模塊間產(chǎn)生環(huán)流,這一環(huán)流正比于兩濾波電容的差△C。

(2)當(dāng)C=C1=C2,令,則式（4）化為

（5）

其中:。從式（5）中可以看出當(dāng)兩臺(tái)逆變模塊的電流放大倍數(shù)不相等時(shí)會(huì)在兩逆變模塊間產(chǎn)生環(huán)流,這一環(huán)流正比于兩逆變模塊電流放大倍數(shù)差△K。

綜合（1）與（2）分析可知:在共用一個(gè)電壓調(diào)節(jié)器的多電流模塊并聯(lián)系統(tǒng)中,欲使各模塊均分負(fù)載電流,必須減小各逆變模塊間在電流反饋環(huán)節(jié)、輸出濾波環(huán)節(jié)上參數(shù)的差異。