基于DSP 56F801的正弦波輸出DC／AC電源

0 引言
目前，小功率DC／AC電源在UPS以及可再生能源領(lǐng)域(如光伏戶用電源)得到了廣泛的應(yīng)用。該類電源的功能是將低壓直流轉(zhuǎn)換為市電交流。這類電源的一種主電路結(jié)構(gòu)是由高頻DC/DC和DC／AC(逆變)兩個(gè)環(huán)節(jié)組成。輸出波形和轉(zhuǎn)換效率是衡量這類產(chǎn)品的重要指標(biāo)，而保證這些指標(biāo)的關(guān)鍵之一是其控制器的設(shè)計(jì)。

本文介紹一個(gè)基于高性價(jià)比16位數(shù)字信號(hào)控制器DSP 56F801和脈寬調(diào)制芯片UC3846的DC／AC電源設(shè)計(jì)，該設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了裝置中控制信號(hào)的發(fā)生和測(cè)量信號(hào)的檢測(cè)，采用了電壓有效值反饋加前置濾波PID調(diào)節(jié)器的數(shù)字控制和硬件與軟件相結(jié)合的抗干擾措施。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該設(shè)計(jì)的DC／AC電源的輸出波形、效率和可靠性等指標(biāo)均有所提高。

1 主電路工作原理
圖1為該設(shè)計(jì)的主電路結(jié)構(gòu)，其中24V蓄電池的直流電壓經(jīng)過開關(guān)管S1和S2，高頻變壓器T、橋式整流器、L1和C1升壓為360V的直流高壓，再經(jīng)S1～S6組成的逆變橋得到220V/50Hz的交流輸出。

1.l DC／DC環(huán)節(jié)
采用變壓器的升壓DC／DC環(huán)節(jié)中的原邊逆變電路拓?fù)溆邪霕蚴健⑷珮蚴?、椎挽式等。半橋式電路輸出電平只能為蓄電池電壓的一半，全橋式電路由于其?dǎo)通同路中存在2個(gè)管壓降，因此在低直流電壓回路中采用這兩種電路拓?fù)鋵⑾拗蒲b置的效率，而推挽結(jié)構(gòu)可充分利用蓄電池電壓，同時(shí)在導(dǎo)通回路中只有一個(gè)管壓降，因此本設(shè)計(jì)采用了推挽式結(jié)構(gòu)。

推挽變換器每周期內(nèi)S1和S2在各自的半周期內(nèi)導(dǎo)通一次。為了防止變壓器的偏磁，S1和S2輪流導(dǎo)通的時(shí)間要相等，變壓器原邊的中心抽頭繞組的繞制要注意對(duì)稱。

變壓器副邊將與原邊耦合產(chǎn)生的交流電壓升壓，然后經(jīng)不控整流得到高壓直流
電壓。DC／DC環(huán)節(jié)中的直流電壓關(guān)系由式(1)描述。

式中：VDC1為蓄電池電壓；
VDC2為DC／DC環(huán)節(jié)的輸出電壓；
N2為副邊匝數(shù)；
N1為原邊匝數(shù)：
D為占空比。

1．2 DC／AC環(huán)節(jié)
DC／AC變換器的主電路為由4個(gè)MOS管構(gòu)成的單相橋式逆變電路，將360V的直流電壓轉(zhuǎn)換成220V／50Hz的交流電壓。

SPWM調(diào)制又分為非倍頻和倍頻兩種方式，本文采用倍頻單極性SPWM調(diào)制的逆變器，這種方式可以在不改變開關(guān)管工作頻率的情況下，通過對(duì)門極脈沖控制，使得輸出波形中最低次諧波頻率是開關(guān)頻率的2倍，從而可以減小濾波器的容量和體積。單相單檄性倍頻調(diào)制驅(qū)動(dòng)信號(hào)的產(chǎn)生可以有兩種方法，一種是用頻率與幅值均相同，但相位卻相反的兩個(gè)正弦波和頻率為fc的三角載波交截，另一種是用頻率與幅值均相同，但相位卻相反的兩個(gè)頻率為fc的三角載波與一個(gè)正弦波交截，其結(jié)果均產(chǎn)生兩組PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，分別控制單相逆變橋的兩臂，逆變輸出波形的等效載波頻率為2fc，本文采用的是前一方案。

2 電源的控制結(jié)構(gòu)
DC／DC環(huán)節(jié)由電流控制型脈寬調(diào)制器芯片UC3846控制。該芯片支持一個(gè)雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)，可以實(shí)現(xiàn)輸出電壓調(diào)節(jié)、逐脈沖的電流限幅、對(duì)稱性校正和多電源模塊的并聯(lián)等功能。DC／DC環(huán)節(jié)由UC3846外部RC元件設(shè)置工作頻率為50kHz。本設(shè)計(jì)中測(cè)量DC／DC環(huán)節(jié)的輸出電壓VDC2以形成電壓外環(huán)，同時(shí)還將電流互感器套在變壓器T的輸入母線上測(cè)量流過主開關(guān)管的電流以形成電流內(nèi)環(huán)，通過UC3846形成雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)調(diào)節(jié)tout，以維持VDC2的穩(wěn)定。UC3846通過其外接元件可方便地設(shè)定DC／DC環(huán)節(jié)高壓側(cè)輸出電壓和低壓側(cè)的電流限幅值。

MOTOROLA公司的56F801為一種16位數(shù)字信號(hào)控制器(DSC)芯片，它將數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)和微控制器豐富而靈活的外設(shè)集成在一個(gè)芯片中，可并行操作的3個(gè)執(zhí)行單元在一個(gè)指令周期中執(zhí)行6個(gè)操作，為多種應(yīng)用提供廉價(jià)的解決方案。它的一個(gè)突出特點(diǎn)是提供PWM和ADC模塊，支持多電機(jī)或多相控制。56F801的PWM模塊生成SPWM信號(hào)方便簡(jiǎn)潔，無需占用定時(shí)器資源。本設(shè)計(jì)中該芯片產(chǎn)生DC／AC環(huán)節(jié)巾S3~S6的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，同時(shí)對(duì)整個(gè)裝置進(jìn)行監(jiān)測(cè)，履行測(cè)量和控制的任務(wù)。

3 SPWM脈寬調(diào)制波的產(chǎn)生
倍頻SPWM的實(shí)現(xiàn)是通過56F801的PWM模塊來完成的。該模塊具有6個(gè)PWM引腳，可支持3對(duì)具有插入死區(qū)的互補(bǔ)PWM信號(hào)輸出。單相DC/AC環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)中利用了3對(duì)互補(bǔ)PWM信號(hào)中的兩對(duì)來驅(qū)動(dòng)S3～S6。其設(shè)計(jì)要點(diǎn)可簡(jiǎn)述知下。

設(shè)置控制寄存器PMCTL和配置寄存器PMCFG，設(shè)置預(yù)分頻因子為l和脈寬發(fā)生為中心對(duì)齊方式。
若設(shè)置三角載波信號(hào)頻率為9.6kHz，則在IPBus時(shí)鐘為40MHz且預(yù)分頻因子為l的情況下，PWM模塊中寄存器PWMCM存儲(chǔ)的模數(shù)(modulus)值為
[PWMCM]=40M／9．6k／2=2084。
為防止一個(gè)橋臂上的兩個(gè)管子直通，通過設(shè)置脈沖死區(qū)寄存器PMDFADTM設(shè)置2μs的死區(qū)時(shí)間。
PWMCM的賦值決定了脈沖的周期，而PWMVAL中的值則代表了脈寬，它們共同控制15位計(jì)數(shù)器PWMCNT形成PWM波形。為了產(chǎn)生SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，必須在每個(gè)周期產(chǎn)生中斷并在中斷服務(wù)中對(duì)PWMVAL中的值加以刷新。

通過對(duì)一個(gè)存儲(chǔ)于隨機(jī)存取存儲(chǔ)器中的脈寬表的檢索獲取本周期的脈寬并對(duì)PWMVAL賦值。對(duì)PWMVAL逐周期查表賦值的過程稱為周期參數(shù)重載。參數(shù)重載的頻率由PWM模塊的頻率和預(yù)分頻因子，以及載波的頻率來共同決定。圖3是輸出倍頻SPWM脈沖的流程圖。圖3中中性點(diǎn)的值為F=1042，即載波三角波周期的一半。正弦表指針為PWMPTR。

4 56F801的軟件設(shè)計(jì)
5617801軟件主要由主程序、PWM模塊的參數(shù)加載中斷、輸出電壓濾波和閉環(huán)調(diào)節(jié)的定時(shí)中斷和有關(guān)的保護(hù)中斷等。
主程序主要完成相關(guān)寄存器和變量的初始化，并形成各個(gè)基于中斷的功能模塊的運(yùn)行環(huán)境。
PWM模塊的參數(shù)重載中斷完成PWM波的輸出。

由圖2可見56F801對(duì)蓄電池和DC／AC環(huán)節(jié)進(jìn)行檢測(cè)并執(zhí)行相應(yīng)的保護(hù)，其中包括PWM模塊的出錯(cuò)保護(hù)引腳所引起的中斷。此中斷完成短路保護(hù)的功能。

本電源裝置還設(shè)置了由UC3846執(zhí)行的直流輸入側(cè)的欠過壓滯環(huán)保護(hù)，由56F801執(zhí)行的交流輸出側(cè)的過載和短路保護(hù)和過熱保護(hù)。當(dāng)直流輸入側(cè)出現(xiàn)過欠壓的時(shí)候，通過連鎖信號(hào)關(guān)閉PWM波形發(fā)生器，同時(shí)封鎖DC／DC變換器。在過載的時(shí)候，先延時(shí)一段時(shí)間，再關(guān)閉PWM發(fā)生器和封鎖DC/DC，但如果在延時(shí)的這段時(shí)間內(nèi)，負(fù)載恢復(fù)正常，則整個(gè)系統(tǒng)自動(dòng)復(fù)位開始工作。

上述的脈寬表對(duì)于SPWM發(fā)生模塊來說是離線的，而對(duì)于電壓閉環(huán)控制模塊來說則是在線的。由電壓閉環(huán)控制模塊計(jì)算出控制量，控制量的變化改變正弦調(diào)制波與三角波的交點(diǎn)，進(jìn)而導(dǎo)致對(duì)脈寬表的刷新。為此需要按照調(diào)制波與三角載波的對(duì)稱規(guī)則采樣法，汁算出一個(gè)正弦波周期的每個(gè)SPWM波的脈寬寬度，在內(nèi)存中安排一個(gè)表格存儲(chǔ)各個(gè)脈沖的脈寬值。

本系統(tǒng)采用有效值的單閉環(huán)反饋控制方案，其控制結(jié)構(gòu)如圖4所示。

在56F80l中運(yùn)行的調(diào)節(jié)器采用前置濾波PID算法。由于采樣電路中的高頻干擾可能導(dǎo)致控制失誤，因此在PID的前端采用了一階滯后濾波器作為前置濾波。這種方法是先把所采集的誤差信號(hào)用一階滯后數(shù)字濾波器進(jìn)行濾波后得到較為準(zhǔn)確的誤差采樣值Ek，送到PID控制器求出控制量輸出△Uk。

一階滯后濾波器的傳遞函數(shù)為

式中：e(s)為實(shí)際的包含高頻干擾的誤差采樣值；
E(s)為濾波后的消除了高頻干擾的誤差。
用差分反演法離散化后的差分方程為

式中：ek為本次偏差采樣值；
Ek和Ek-1為本次和上次濾波值。
式(3)中

式中：T為濾波時(shí)間常數(shù)；
T為采樣周期
數(shù)字PID采用增量式算法為

而采用式(6)則可簡(jiǎn)化計(jì)算機(jī)的運(yùn)算：

依據(jù)△Uk便可得到Uk，進(jìn)而得到新的脈寬表，并對(duì)有關(guān)的存儲(chǔ)區(qū)進(jìn)行刷新。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與結(jié)論
基于以上方案制造了一臺(tái)樣機(jī)并進(jìn)行了相關(guān)試驗(yàn)。考慮到此類電源供電的負(fù)載一般為開關(guān)電源類容性負(fù)載，因此分別做了純阻性負(fù)載和開關(guān)電源類容性負(fù)載試驗(yàn)。

試驗(yàn)參數(shù)：蓄電池直流電壓24V；DC／DC變換器輸出的直流360V；DC/AC環(huán)節(jié)三角載波頻率9．6kHz，正弦調(diào)制波頻率為50Hz，凋制比M=O．9；直流側(cè)電容C1=l000μF；輸出濾波電感L2=2mH，濾波電容C2=5μF。

試驗(yàn)波形結(jié)果可看出，DC／DC變換器輸出的直流電壓波動(dòng)小。由于采用DSP56F801控制芯片，輸出波形即使在容性負(fù)載時(shí)，波形畸變也很小，波形質(zhì)量高。經(jīng)測(cè)試輸出波形的諧波畸變(THD)在空載時(shí)為O．9％，阻性負(fù)載時(shí)為1．8％，開關(guān)電源類負(fù)載時(shí)為2．6％。

樣機(jī)的體積很小。由于采取了軟硬件抗干擾的措施，使整個(gè)系統(tǒng)的可靠性得到增強(qiáng)。