介紹在SMPS應用中選擇IGBT和MOSFET的比較

作者：時間：2013-07-05 來源：網(wǎng)絡

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圖5 CCM升壓PFC電路中的傳導損耗

不過，圖4中的直流傳導損耗比較不適用于大部分應用。同時，圖5中顯示了傳導損耗在CCM (連續(xù)電流模式)、升壓PFC電路，125℃的結溫以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的比較曲線。圖中，MOSFET-IGBT的曲線相交點為2.65A RMS。對PFC電路而言，當交流輸入電流大于2.65A RMS時，MOSFET具有較大的傳導損耗。2.65A PFC交流輸入電流等于MOSFET中由公式2計算所得的2.29A RMS。MOSFET傳導損耗、I2R，利用公式2定義的電流和MOSFET 125℃的RDS(on)可以計算得出。把RDS(on)隨漏極電流變化的因素考慮在內(nèi)，該傳導損耗還可以進一步精確化，這種關系如圖6所示。

圖6 FCP11N60(MOSFET)： RDS(on)隨IDRAIN和VGE的變化

一篇名為“如何將功率MOSFET的RDS(on)對漏極電流瞬態(tài)值的依賴性包含到高頻三相PWM逆變器的傳導損耗計算中”的IEEE文章描述了如何確定漏極電流對傳導損耗的影響。作為ID之函數(shù)，RDS(on)變化對大多數(shù)SMPS拓撲的影響很小。

在MOSFET傳導極小占空比的高脈沖電流拓撲結構中，應該考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一個電路中，其漏極電流為占空比7.5%的20A脈沖 (即5.5A RMS)，則有效的RDS(on)將比5.5A(規(guī)格書中的測試電流)時的0.32歐姆大25%。

公式2 CCM PFC電路中的RMS電流

式2中，Iacrms是PFC電路RMS輸入電流;Vac是 PFC 電路RMS輸入電壓;Vout是直流輸出電壓。

在實際應用中，計算IGBT在類似PFC電路中的傳導損耗將更加復雜，因為每個開關周期都在不同的IC上進行。IGBT的VCE(sat)不能由一個阻抗表示，比較簡單直接的方法是將其表示為阻抗RFCE串聯(lián)一個固定VFCE電壓，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。

圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導損耗，即假定設計目標在維持最差情況下的傳導損耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例，該電路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流輸入電流下工作。它可以傳導超過MOSFET 70% 的功率。

雖然IGBT的傳導損耗較小，但大多數(shù)600V IGBT都是PT (Punch Through，穿透) 型器件。PT器件具有NTC (負溫度系數(shù))特性，不能并聯(lián)分流。IGBT 在開通過程中，大部分時間是作為MOSFET 來運行的，只是在漏源電壓Uds 下降過程后期， PNP 晶體管由放大區(qū)至飽和，又增加了一段延遲時間。td(on) 為開通延遲時間， tri 為電流上升時間。實際應用中常給出的漏極電流開通時間ton 即為td (on) tri 之和。漏源電壓的下降時間由tfe1 和tfe2 組成。IGBT的觸發(fā)和關斷要求給其柵極和基極之間加上正向電壓和負向電壓，柵極電壓可由不同的驅動電路產(chǎn)生。當選擇這些驅動電路時，必須基于以下的參數(shù)來進行：器件關斷偏置的要求、柵極電荷的要求、耐固性要求和電源的情況。因為IGBT柵極- 發(fā)射極阻抗大，故可使用MOSFET驅動技術進行觸發(fā)，不過由于IGBT的輸入電容較MOSFET為大，故IGBT的關斷偏壓應該比許多MOSFET驅動電路提供的偏壓更高。

關斷損耗 —問題尚未結束

在硬開關、鉗位感性電路中，MOSFET的關斷損耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾電流，這與清除圖1中PNP BJT的少數(shù)載流子有關。圖7顯示了集電極電流ICE和結溫Tj的函數(shù)Eoff，其曲線在大多數(shù)IGBT數(shù)據(jù)表中都有提供。

圖7 本圖表顯示IGBT的Eoff隨ICE及Tj的變化

圖2顯示了用于測量IGBT Eoff的典型測試電路，它的測試電壓，即圖2中的VDD，因不同制造商及個別器件的BVCES而異。在比較器件時應考慮這測試條件中的VDD，因為在較低的VDD鉗位電壓下進行測試和工作將導致Eoff能耗降低。

降低柵極驅動關斷阻抗對減小IGBT Eoff損耗影響極微。如圖1所示，當?shù)刃У亩鄶?shù)載流子MOSFET關斷時，在IGBT少數(shù)載流子BJT中仍存在存儲時間延遲td(off)I。不過，降低Eoff驅動阻抗將會減少米勒電容 (Miller capacitance) CRES和關斷VCE的 dv/dt造成的電流注到柵極驅動回路中的風險，避免使器件重新偏置為傳導狀態(tài)，從而導致多個產(chǎn)生Eoff的開關動作。

ZVS和ZCS拓撲在降低MOSFET 和 IGBT的關斷損耗方面很有優(yōu)勢。不過ZVS的工作優(yōu)點在IGBT中沒有那么大，因為當集電極電壓上升到允許多余存儲電荷進行耗散的電勢值時，會引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓撲可以提升最大的IGBT Eoff性能。

金屬-氧化層-半導體-場效晶體管，簡稱金氧半場效晶體管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET)是一種可以廣泛使用在模擬電路與數(shù)字電路的場效晶體管。MOSFET依照其“通道”的極性不同，可分為n-type與p-type的MOSFET，通常又稱為NMOSFET與PMOSFET，其他簡稱尚包括NMOS FET、PMOS FET、nMOSFET、pMOSFET等。耗盡型與增強型主要區(qū)別是在制造SiO2絕緣層中有大量的正離子，使在P型襯底的界面上感應出較多的負電荷，即在兩個N型區(qū)中間的P型硅內(nèi)形成一N型硅薄層而形成一導電溝道，所以在VGS=0時，有VDS作用時也有一定的ID(IDSS);當VGS有電壓時(可以是正電壓或負電壓)，改變感應的負電荷數(shù)量，從而改變ID的大小。

MOSFET的 Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅動速度、柵極驅動關斷源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數(shù)。該電路寄生電感Lx (如圖8所示) 產(chǎn)生一個電勢，通過限制電流速度下降而增加關斷損耗。在關斷時，電流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)決定。如果Lx=5nH，VGS(th)= 4V，則最大電流下降速度為VGS(th)/Lx=800A/μs。