創(chuàng)新的低待機(jī)損耗解決方案應(yīng)用于反激式轉(zhuǎn)換器

圖四、輸入230 VAC 的無載測試波形 (Ch1-Gate Ch2-VDD)

圖五、等式(3) 與 (4) 的參數(shù)定義示意圖

最后部分為 C 區(qū)域的功耗改善方式。

FAN6756　的反饋電壓引腳 (FB)通過TL431與光耦合器獲得次級端的輸出電壓信息，以此信號決定柵極的占空比;如圖六所示，流經(jīng)光耦合二極管的正向偏壓電流(IF)經(jīng)過電流轉(zhuǎn)換比 (CTR)后，將可控制初級端的反饋電流 (IC)。

圖六、 次級端電壓調(diào)變(Secondary-side Regulation)電路

在無載條件下反饋電流 (IC)將呈現(xiàn)最大值，因?yàn)橛诖饲闆r下會有最高的輸出電壓，進(jìn)而引起最大的正向偏置電流于次級端，如果想減少反饋環(huán)路 (C區(qū)) 的無載功率損耗，勢必需從PWMIC 本身來消減此功耗。

如何消減功耗呢?圖七所示為光耦合器 (PC-817) 的電壓-電流曲線，如果可以把反饋電流 (IC) 降至比0.5毫安或更低，這光耦合器 (PC-817) 將被迫工作在非線性區(qū)域，甚至進(jìn)入“死區(qū)”。 FAN6756 依上述原理, 于無載情況下通過飛兆半導(dǎo)體的專利技術(shù)降低反饋電流 (IC) 的大小，使光耦合器幾乎工作于非線性區(qū)，進(jìn)而降低反饋環(huán)路的功耗。

圖七、光耦合器 (PC-817) 電壓-電流曲線

于無載情況下，F(xiàn)AN6756切換其內(nèi)部的反饋?zhàn)杩?(ZFB)，要減少反饋電流 (IC) 便必須將反饋?zhàn)杩?ZFB)　切換到大阻抗值，使光耦合器 (PC-817) 進(jìn)入到非線性區(qū)，此方法亦可遲緩電壓反饋響應(yīng)，進(jìn)而增加?xùn)艠O驅(qū)動脈沖時間間隔 (tBurst);間接降低 B區(qū)域的功率晶體管功耗，等式(5)所示為光耦合器于次級端的功耗表示式。

從圖八邏輯電路圖中，可得知如何去開關(guān)反饋?zhàn)杩?(ZFB);于無載條件下，反饋電壓值將與內(nèi)部的 VREF1與VREF2作比較，若反饋電壓小于VREF1，邏輯電路將會關(guān)閉柵極并將反饋?zhàn)杩?(ZFB) 開關(guān)至高阻抗值;反之當(dāng)反饋電壓大于VREF2時，邏輯電路將反饋?zhàn)杩?(ZFB) 切換回低阻抗值并使柵極繼續(xù)輸出，目的是使光耦合器于柵極將輸出時可工作于正常的工作區(qū)域。

圖八、反饋?zhàn)杩?ZFB)的開關(guān)邏輯電路圖

FAN6756 與 FAN6754無載損耗計算實(shí)例

將飛兆半導(dǎo)體新、舊PWM IC：FAN6756 與FAN6754 置于相同的測試板上 (其額定輸出電壓/電流規(guī)格為19V/3.42A)，量測無載時與輸入電壓為230V時的相關(guān)參數(shù)值，并將這些實(shí)測參數(shù)帶入表一中所提的無載損耗計算式， 可得到如表三所計算的損耗值。以前的 PWM IC (FAN6754) 并沒有集成飛兆半導(dǎo)體的創(chuàng)新節(jié)電技術(shù)，所測得的無載損耗為 73mW。

圖九、輸入230 VAC 的無載測試波形 (Ch1-Gate Ch2-VDD)

表三、FAN6756 與 FAN6754 無載的主要損耗計算表(不含變壓器損耗)

結(jié)論

這篇文章詳細(xì)探討FAN6756降低電源供應(yīng)器整體待機(jī)功率損耗的方法。首先以數(shù)學(xué)表示式大約表示出主要的開關(guān)損耗和控制電路損耗，進(jìn)而確認(rèn)降低開關(guān)頻率 (FSW) 與增加?xùn)艠O脈沖時間 (tBurst) 為降低功率晶體管功耗的主要對策，接著導(dǎo)入多項飛兆半導(dǎo)體創(chuàng)新的專利技術(shù)去實(shí)現(xiàn)更低的整體待機(jī)損耗。最后，應(yīng)用于一款實(shí)際的交流反激式轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)中，其額定輸出電壓/電流規(guī)格為19V/3.42A，在230V 交流輸入且于輸出無載時，輸入功率只有30mW。