利用次級側同步開關后置穩(wěn)壓器(SSPR)設計多路輸出開關電源

作者：時間：2011-04-14 來源：網(wǎng)絡

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設計實例
下面給出一個雙路輸出的電流模式控制正激變換器的設計。主路5.0V輸出采用PWM控制器（CS3842A），輔路3.3V輸出采用CS5101控制。

設計參數(shù)
輸入電壓范圍18～36Vdc，主路輸出VO1/IO1：5.0Vdc/0.2～3.0Adc，輔路輸出VO2/ IO2：3.3Vdc/0.3～2Adc,開關頻率100kHz,主輔路線性調整率、負載調整率均＜1.0%

功率變壓器采用TDK磁芯PC40EER25.5-Z，3.3V輸出和5V輸出均采用相同的圈數(shù)，功率變壓器的匝數(shù)比NPY:NSY5:NSY3:NAUX等于20:11:11:8。占空比范圍：Dmax=0.586,Dmin = 0.293。5.0V輸出電感L1＝100μH，使用一個T72-26的鐵硅鋁磁環(huán)，34T，#24AWG。3.3V輸出電感L2=50μh。使用一個T80-26的鐵硅鋁磁環(huán)，42T，#24AWG。兩路輸出各用一只鋁電解電容，330μf/15V，ESR=0.12Ω。因為變換器采用電流模式控制，初級峰值電流的采樣通過電流取樣電阻R10獲得。初級側電流斜率的變化受到次級兩路輸出電感的影響。在最低輸入電壓時占空比超過50%，為了避免環(huán)路的不穩(wěn)定，斜波補償是必要的。

SSPR控制輸出計算
從以上數(shù)據(jù)可知，低壓輸入時3.3V繞組電壓為：VSY3=18×(11/20)=9.90V。
假設肖特基整流管的正向壓降為0.75V，滿載時FET的正向壓降為0.1V，占空比修正為：
DO3LL=(3.3+0.75+0.1)/9.9=0.419
DO3HL=(3.3+0.74+0.1)/19.8=0.209。
供電電壓VCC直接取自于3.3V的繞組，其隨著輸入電壓的變化而變化，VCC＝9.0V～19V。Vcc的參考是地，而門驅動電壓VC參考點是Q3的源級，VC = 8.0V～18V。
CS5101的同步電壓閾值是2.5V。為了可靠的工作，SYNC腳的電壓必須在脈沖期間都高于2.5V。
VSYNC(MIN)=VSY(MIN)×(R14/(R13+R14))=((18×11)/20)×(15K/(5.1K+15K))=7.39V
VSYNC(MAX)=((36×11)/20))×15K/5.1K=14.87V
由于線圈上的電壓在恢復期間是負值，在R14并聯(lián)一個箝位二極管D9。
斜波電容的值是用最小導通時間（高壓輸入時）和內部電流源電流來計算的。CRAMP=C16=300PF。
輸出電流大小可以通過輸出負端的電流取樣電阻R19獲得。由電阻R16、R17和R20等電阻組成的電壓分壓連接到電流放大器，從而計算過流保護設置點。
設計結果和波形
電路電性能參數(shù)如表1所示。