利用計算機設計單片開關電源的方法與步驟

（2）如上所述，高頻變壓器的設計是一個多次迭

代的過程。例如當NP改變后，NS和NF的值也一定會按一定的比例變化。此外，在改變磁芯尺寸時，需對J、BM、δ等參數(shù)重新計算，以確信它們?nèi)栽诮o定的范圍之內(nèi)。這表明若計算結(jié)果與電子數(shù)據(jù)表格中的數(shù)值略有差異，也屬正?，F(xiàn)象，因二者迭代過程未必完全一致。

[步驟23]確定次級參數(shù)ISP、ISRMS、IRI、DSM

（1）計算次級峰值電流ISP

次級峰值電流取決于初級峰值電流以及初、次級匝數(shù)比，有公式ISP=IP×（18）

將IP=0.74A，NP=54匝，NS=5匝代入式（18），得到ISP=7.99A。

（2）計算次級有效值電流ISRMS

次級紋波電流與峰值電流的比例系數(shù)KRP與初級完全相同，區(qū)別僅是對次級而言，KRP反應的是次級電流在占空比為（1－Dmax）時的比例系數(shù)。因此，計算次級有效值電流ISRMS時，須用下面公式：ISRMS=ISP（19）

表6選擇鉗位二極管和阻塞二極管

將ISP=7.99A，Dmax=51％，KRP=0.92代入式（19），求得ISRMS=3.35A。電子表格中的計算結(jié)果為3.36A。

（3）計算輸出濾波電容上的紋波電流IRIIRI=（20）

將ISRMS=3.36A，IO=2A代入式（20），求得IRI=2.70A。

最后計算次級裸導線直徑，有公式DSm=·=1.13（21）

將ISRMS=3.36A，J=5.18A／mm2代入式（21），求得DSm=0.91mm。實選0.900mm的公制線規(guī)。需要指出，當DSm>0.4mm時，應采用0.4mm的兩股導線雙線并繞NS匝。與單股粗導線繞制方法相比，雙線并繞能增大初級繞組的等效橫截面積，改善磁場耦合程度，減小磁場泄漏及漏感。此外，用雙線并繞方式還能減小次級導線的電阻值，降低功率損耗。

若選用三重絕緣線來繞制初級繞組，則導線外徑（單位是mm）的計算公式為：DSM=（22）

將b=8.43mm，M=0，NS=5匝代入式（22），求得DSM=1.69mm?？蛇x導線直徑DSm≥0.91mm而絕緣層外徑DSM≤1.69mm的三重絕緣線。

[步驟24]確定次級整流管、反饋電路整流管的最高反向峰值電壓：U（BR）S、U（BR）FB

有公式：U（BR）S=UO＋UImax·（23）U（BR）FB=UFB＋UImax·（24）

將UO=7.5V，UFB=10.4V，UImax=375V，NS=5匝，NP=54匝，NF=7匝，分別代入以上兩式，求得U(BR)S=42.2V，U（BR)FB=59V。這與電子表格中給出的結(jié)果完全相同。

[步驟25]選擇鉗位二極管和阻塞二極管

見表6。對于低功率的TOP200、TOP201、TOP210型單片開關電源，可選UB=180V的瞬變電壓抑制器。

[步驟26]選擇輸出整流管

輸出整流管宜采用肖特基二極管，此類管子的壓降低、損耗小，能提高電源效率。典型產(chǎn)品有MOTOROLA公司生產(chǎn)的MBR系列。要求管子的最高反向工作電壓URM≥2U（BR）S，〔U（BR）S為整流管實際承受的最大反向峰值電壓〕；其標稱電流IF1≥3IO(IO為最大連續(xù)輸出電流)。

肖特基二極管的最高反向工作電壓一般不超過100V，僅適合做低壓、大電流整流用。當UO≥30V時，需用耐壓100V以上的超快恢復二極管來代替肖特基二極管，此時電源效率會略有下降。

[步驟27]利用步驟23得到的IRI，選擇輸出濾波電容COUT

（1）濾波電容在105℃、100kHz時的紋波電流應≥IRI。

（2）要選擇等效串聯(lián)電阻很低的電解電容器。等效串聯(lián)電阻的英文縮寫為ESR，符號為r0。它表示在電容器的等效電路中，與之相串聯(lián)的代表電容器損耗的等效電阻，簡稱串聯(lián)損耗電阻。輸出的紋波電壓URI由下式?jīng)Q定：

URI=ISP·r0（25）

式中的ISP由步驟23得到。

（3）為減小大電流輸出時的紋波電流IRI，可將幾只濾波電容并聯(lián)使用，以降低電容總的r0值和等效電感L0。

（4）COUT的容量與最大輸出電流IOM有關。例如，當UO=5～24V、IOM=1A時，COUT取330μF/35V；IOM=2A時COUT應取1000μF/35V。

[步驟28～29]當輸出端的紋波電壓超過規(guī)定值時，應再增加一級LC濾波器

（1）濾波電感L=2.2μH～4.7μH。當IOM小于

1A時可采用由非晶合金磁性材料制成的磁珠；大電流時須選用磁環(huán)繞制而成的扼流圈。

（2）為減小L上的壓降，宜選較大些的濾波電感或增大線徑。通?？扇=3.3μH。

（3）濾波電容C取120μF/35V，要求其r0很小。

[步驟30]選擇反饋電路中的整流管

見表7。表中的URM為整流管最高反向工作電壓，U（BR）FB是由步驟24得到的，要求：

URM≥1.25U（BR）FB（26）

[步驟31]選擇反饋濾波電容

應取0.1μF/50V的陶瓷電容器。

表7選擇反饋電路中的整流管

[步驟32]選擇控制端電容及串聯(lián)電阻

控制端電容一般取47μF/10V，普通電解電容即可。與之相串聯(lián)的電阻可選6.2Ω/0.25W。在不連續(xù)模式下可去掉此電阻。

[步驟33]按從表2中選定的那種反饋電路，選取元器件值。

[步驟34]選擇輸入整流橋

（1）整流橋的反向擊穿電壓UBR應滿足下式要

求：UBR≥1.25Umax（27）

式中的Umax值從第步驟1得到。

（2）設輸入有效值電流為IRMS，整流橋額定的有效值電流為IBR，應當使IBR≥2IRMS。計算IRMS的公式如下：IRMS=（28）

式中：cosφ為開關電源的功率因數(shù)，一般為0.5～0.7。若無可信的數(shù)據(jù)，可選cosφ=0.5。