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電流驅動同步整流反激變換器的研究

作者: 時間:2011-02-21 來源:網絡 收藏

Pturnon(SW)=CSWVon2fs(2)

其中:Vin-nVoVonVin+nV;

Vo為輸出電壓;

fs為開關頻率。

也就是說,當原邊開關在諧振電壓的峰值開通時,電路的效率最低,相反,在谷值開通時,電路的效率最高。因為諧振的時間tDCM=t5-t4會隨著輸入電壓的變化而變化,即Von會隨著輸入電壓的變化而變化,從而電路的效率會隨著輸入電壓的變化而發(fā)生擾動。另一方面,由于SR的輸出電容CSW比一般的肖特基二極管要大,由式(1)可知,采用同步整流的電路的諧振電流要比采用肖特基二極管的電路大,這個電流流過SR,從而產生比較大的損耗。所以,如果電路的器件或者參數(shù)設計不當,用SR來代替二極管不一定能提高效率。

這個電路的另一種工作方式VFDCM就是基于這種思想產生的。t3時刻SR關斷后,在VDS第一次到達谷底時(見圖2的t4時刻)開通原邊開關,就可以達到減小開關損耗的目的,可以從整體上提高電路效率。

3同步整流管的驅動

SR的驅動是同步整流電路的一個重要問題。有的電路可以采用自驅動,典型的電路比如采用有源箝位的正激電路,這種驅動由于是利用變壓器副邊的電壓來驅動SR,不必另加電路,即節(jié)約了成本,又提高了電路的效率。而有的時候為了能夠更靈活地控制SR,則可以采用他驅動。

如前所述,只要采用零電流檢測技術,反激電路也是可以采用自驅動。傳統(tǒng)的電流驅動電路如圖3所示。這種驅動電路是消耗能量的,為了減小這種損耗,電流檢測線圈的壓降必須盡可能低。實際電路中一般要達到整流管壓降的1/10。比如說,在圖3中,如果VSR=0.1V,則VCS要在0.01V左右。而SR的驅動電壓至少要5V,這樣會導致N2和N1的匝數(shù)比非常大。這不僅使得電流檢測裝置非常笨重,而且會增大漏感,影響到同步管的迅速開通。這也是這種電路不適合在高頻下工作的原因。

為了解決電流檢測電路所引起的損耗問題,提出了具有能量反饋(energyrecovery)的電流檢測電路[2],如圖4所示。

這個電路增加了一個能量反饋部分,通過N3和N4的作用,把電流檢測的能量反饋到一個直流源里,這個直流源可以是電路中的任一直流電壓,一般用輸出電壓來代替。有了這個電路后,VCS可以設計得比VSR還高,而不會引入額外的損耗。這樣就解決了傳統(tǒng)電流驅動電路匝數(shù)比大的缺點。

電路的基本工作過程如下,當電流從SR的源極流向漏極時,線圈N1上也流過同方向的電流,折算到線圈N2上的電流給SR的門極電容充電,當門極電壓VGS折算到N3等于Vo時,二級管D1導通并且把能量從N1傳遞到直流源Vo。適當設計N2和N3的匝數(shù)比,N2上的電壓可以用來驅動SR,只要SR上的電流持續(xù)流過N1,直流源Vo保持不變,SR的驅動電壓就不會隨著輸入電壓的變化而變化。當流經SR的電流降到零并且要反向流時,二級管D1關斷,D2開通進行磁復位。SR的門極電壓為負,從而關斷。因此沒有反向電流流過SR。在這種電流驅動電路中,SR的特性就像一個理想的二極管一樣。

(a)Vin=40V時VDS(SW)與ipri波形 (b)Vin=40V時VSR與isec波形



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